audio DAC 2000 met PC-PLUS: high-end met 96 khz/24 bit TVbeeldlijnmonitor hellingmeter

EE LEKTRONICA & LEKTRONICA & CC OMPUTERTECHNIEK OMPUTERTECHNIEK NOVEMBER 1999 ^{NR. 433} ƒ 11,95/Bfrs.247

high-speed- high-speed- int

inter ernett netten en met

met ADSL ADSL

helling- meter

met

vaca tur ebank

emplo ye e

TV- beeldlijn- monitor

met PC-PLUS:

audio DAC 2000

high-end met 96 kHz/24 bit audio D audio DA AC 2000 C 2000

high-end met 96 kHz/24 bit high-end met 96 kHz/24 bit

met PC-PLUS:

met PC-PLUS:

audio DAC 2000

high-end met 96 kHz/24 bit audio DAC 2000

high-end met 96 kHz/24 bit

• micrologger met PC-koppeling •

• recycling van harde schijven •

• PC-verbindingskabels •

8 710966 482902 11

20 audio-DAC 2000

Een gloednieuwe D/

A-converter voor de audio-perfectionist, met een resolutie van 24 bit en een maximale sampling- frequentie van 96 kHz.

25 hellingmeter

Een handige scha- keling voor gebruik buitenshuis, waarmee hellingspercenta- ges kunnen worden gemeten.

28 de CAN-bus - deel 3

In dit deel de praktische opbouw en beschrijving van een CAN-bus-interface voor zelfbouw.

34 TV-lijnenmonitor

Met dit compacte testapparaat kan een beeldlijn van een TV- signaal worden gekozen en op het TV-beeldscherm worden afgebeeld.

42 BASIC Stamp programmeercursus deel 3

In deze aflevering introduceren we sprongcom- mando’s voor de BASIC Stamp en EEPROM-toe- gangscommando’s.

54 80C166-stappenmotorbesturing deel 2

Na de opbouw kan begonnen worden met het testen van de kaart. Hierbij helpt een uitge- breide foutzoek-beschrijving.

58 intelligente acculader - deel 2

Een duidelijke bouwbeschrijving leidt u stap voor stap door de bouw van deze lader. Bij het afrege- len helpt de interne microprocessor een handje.

B O U W P R O J E C T E N

elektuur jaargang 39

33 Postbus 121

33 het lek van Elektuur 39 datakaart CS8414

X-7 de geschiedenis van de elektronica

d E z E m a a N d i N P C - P l U s :

 micro-datalogger

 recycling van harddisk-motoren

 een universele PC-kabelset

R U B R i E K E N

november 1999 nr. 433

17 elektronica actueel

Met onder andere: Elektuur op de HCC-dagen - LED’s vervangen neonbuizen - MLP-chip zorgt voor superieure geluidskwaliteit.

41 elektronica online

DVD-spelers modificeren - het veranderen van de regiocode-instelling van huiskamer-DVD-spelers.

48 ADSL - high speed Internet

Een nieuwe techniek maakt het mogelijk om de normale tweedraads koperleiding voor data- overdracht met hoge snelheid te gebruiken.

i N F O R m a T i E F

INHOUD

Elektuur 11/99 Zeker in de digitale audiotechniek zijn

de ontwikkelingen de laatste jaren nogal hevig geweest. Kwaliteitsbe- wuste audiofielen zullen hier waar- schijnlijk wat ambivalent tegenover staan. De behaalde kwaliteitswinst zul- len zij natuurlijk toejuichen, maar de ontwikkelingen nopen hen wel om hun installatie voortdurend aan te pas- sen en op te waarderen. Daarom is het niet zo vreemd dat de high-end D/A- omzetters die Elektuur in ‘92 en in ‘94 publiceerde, zich in een stevige popu- lariteit mochten verheugen. Als het gaat om het opwaarderen van een digi- tale audiobron, is het immers veel een- voudiger en goedkoper om alleen de DAC te vervangen en niet het complete apparaat. Bovendien biedt een losse audio-DAC het voordeel dat hij uni- verseel is en met elke CD/DVD-speler of digitale recorder te combineren is.

De hier beschreven ”audio-DAC 2000”

kan worden beschouwd als het neusje van de zalm op dit gebied. Met zijn resolutie van 24-bit en zijn geschiktheid voor sampling-frequenties van 32...96 kHz is hij technisch helemaal bij de tijd, terwijl bij de praktische uitwer- king van de schakeling vooral gemikt is op een compromisloze kwaliteit.

Als enige mogelijke manco zou het feit kunnen worden aangemerkt dat de converter niet geschikt is voor hogere sampling-frequenties dan 96 kHz. Maar daarbij moet meteen worden aangemerkt dat het zeer de vraag is of er nog wel ooit daadwer- kelijk hogere frequenties zullen wor- den gebruikt. De nieuwe 192-kHz- standaard bestaat vooralsnog voorna- melijk op papier en hard- en vooral software hiervoor staat voorlopig nog absoluut niet in de winkel.

Deze gloednieuwe D/A-converter is speci- aal bedoeld voor die- genen die hun audio- installatie technolo- gisch helemaal up-to-date willen heb- ben bij het aanbreken van het nieuwe millen- nium. De resolutie van 24-bit en de maximale sampling-frequentie van 96 kHz maken dat men met deze audio- DAC 2000 ten volle kan profiteren van de kwali- teiten van de modern- ste CD’s en DVD’s.

20

audio-DAC 2000

D/A-omzetter voor perfectionisten

AUDIO & VIDEO

O

P Z E T

De schakeling is verdeeld over drie hoofdprinten: een voedingsprint voor een ±12-V- en 5-V-voeding, een digi- tale audio-receiver met display-aan- sturing (een 2-digit-LED-display bevindt zich op een klein vierde printje) en de D/A-print met het digi- tale filter, de DAC’s en analoge uit- gangssectie.

Om de opbouw van de schakeling wat duidelijker te maken is in figuur 1 een blokschema getekend, waarin de belangrijkste functies zijn terug te vin- den. We laten de diverse blokjes even de revue passeren.

De voeding (linksonder) bestaat uit een 5-V-deel voor de digitale componenten (receiver-print en digitaal filter op de DAC-print), een ±12-V-voeding voor de analoge uitgangstrappen met bijbe- horende relais-schakeling, alsmede een extra uit de ±12 V gedestilleerde ±5 V voor alleen de D/A-converters.

Rond het blokje ”digitale audio recei- ver” zijn een display, hardware-control en een referentie-klok te vinden. Het display bestaat uit twee 7-segment LED-displays voor het aanduiden van de sampling-frequentie, te weten 32, 44, 48, 88 of 96 kHz (44 en 88 zijn in werkelijkheid 44,1 en 88,2 kHz). De hardware-control staat voor een scha- keling waarmee via een 4-polige DIP- switch de mode van de receiver (CS8414 van Crystal Semiconductor) is in te stellen (wordt nog verder op inge- gaan). De referentieklok is een nauw- keurige quartzoscillator van 6,144 MHz

die door een frequentievergelijker in de CS8414 wordt gebruikt om de fre- quentie van de ontvangen klok (een PLL) te bepalen. De data die aangeeft wat de sampling-frequentie is en de belangrijkste ontvangen status channel bits worden door de CS8414 gemulti- plext. Van de channel status bits wordt eigenlijk alleen het de-emphasis-bit gebruikt.

Om de data te demultiplexen en onder andere het display aan te sturen wordt een GAL (22V10) toegepast. Waar het gemultiplexte data betreft, worden de data vertaald en naar register-uitgan- gen geleid. Zo wordt vermeden dat er extra schakelende lijnen ontstaan, want vooral een gemultiplext display zou een extreem stoorniveau veroor- zaken. Alle uitgangen van de GAL zijn in normale bedrijfstoestand statisch.

Een aantal verbindingen die nodig zijn voor het display zijn reeds onderling doorgelust om het aantal uitgangen van de GAL zo klein mogelijk te hou- den, zodat met een 22V10 volstaan kon worden. De verbindingen met de digi- tale audio-receiver lopen via twee flat- cables. Een 10-polige flatcable verbindt het display-printje met de receiver.

Via een 16-polige flatcable wordt de receiver-print met de DAC-print door- verbonden en worden diverse signalen van het digitale filter (DF1704 van Burr-Brown) doorver-

bonden. Het betreft de 5-V-voedingsspanning, de seriële audio-data en vier benodigde signa-

len: power-on-reset, de-emphasis, mute en een schakelsignaal (double bandwidth) dat het analoge filter omschakelt naar een bijna dubbele bandbreedte indien sampling-frequen- ties van 88,2 kHz of 96 kHz gedetec- teerd worden. Het mute-signaal wordt actief als er geen signaal aan de recei- ver-ingang aanwezig is of de PLL niet kan locken. Dit mute-signaal is direct uit de error-uitgang (ERF) van de CS8414 afgeleid en wordt gebruikt om het uitgangsrelais te deactiveren maar ook om het digitale filter in mute-toe- stand te schakelen. De via een RC-net- werk (C13/R6) opgewekte resetpuls voor de CS8414 wordt door de GAL geïnverteerd en reset bij power-up ook het digitale filter.

Het de-emphasis-signaal wordt gebruikt om het digitale filter de emp- hasis in het bronmateriaal te laten cor- rigeren. Twaalf DIP-switches bepalen de diverse instellingen van het filter betreffende in- en uitgangsformaten, aantal bits, filtercurve etc.

Het digitale filter stuurt twee DAC’s aan. Voor elk kanaal is een DAC van het type PCM1704 toegepast, waar het digitale filter DF1704 ideaal voor is.

Ook de DAC’s zijn hardware- matig in te stellen. Daarover later meer. De uit- gangen van de DAC’s zijn zuivere stroombronnen en met het oog op een gedefinieerde spanning, goede lineariteit, lage ruis, lage offset- spanning en

I / U Converter (2x OPA627)

4

Reset

Mute Double Bandwidth De-emp.

24-Bit Sign-Magnitude

Audio DAC (2x PCM1704)

26 / 42 kHz Third-order Lowpass Post Filter (2x OPA627)

3

3

12

Sampling Frequency

Display

Hardware Control

Digital Power Supply

3

Hardware Control

4

Hardware Control Coax

Optical

Reference Clock

+5V Analog

Power Supply +12V

Analog (DAC) Power Supply

+5V

-12V -5V 990059 - 11

L

R 24-Bit

32...96 kHz Digital Audio Receiver (CS8414)

24-Bit 8x oversampling

Digital Interpolation

Filter (DF1704)

1

Figuur 1. Dit blokschema maakt duidelijk hoe de nieuwe audio-DAC is opge- zet en wat de belangrijkste deelschakelingen zijn.

hoge slew-rate, is gekozen voor een OPA627 per DAC. Niet de goedkoop- ste opamp maar wel eentje met de juiste parameters voor dit doel.

Het analoge filter aan de uitgang is nodig om de resten van de oversamp- ling-produkten en HF-noise weg te fil- teren. Om maximaal gebruik te maken van de twee hoogste sampling-fre- quenties is het analoge filter om te schakelen tussen twee kantelfrequen- ties. Per filtersectie is voor elk apart een dubbelpolig relais gebruikt, omdat een enkel relais voor beide kanalen een te slechte kanaalscheiding bij de hogere frequenties zou opleveren (de RC-sec- ties van de filters zijn daarvoor te

”hoogohmig”). Aan de uitgang is voor de mute-functie en voor het verhinde- ren van een inschakelplop één dubbel- polige relais gebruikt, omdat de uit- gangsweerstand per kanaal slechts 100Ω bedraagt.

H

E T R E C E I V E R

-

D E E L Nu de opzet bekend is, wordt het tijd om de schakeling meer in detail te bekijken. Dat dien we aan de hand van figuur 2, waarin het complete schema van de audio-DAC 2000 is afgebeeld.

Een belangrijk onderdeel van de scha- keling is het decoderen van de S/PDIF- datastroom naar een voor de DAC’s bruikbaar seriëel dataformaat. Dat is een taak die aan de CS8414 van Crystal (IC1) is toevertrouwd. De schakeling rond dit IC is op een apart printje ondergebracht, zodat de coax- en opti- sche ingang straks ook gemakkelijk aan de achterzijde of elders op de behuizing geplaatst kunnen worden.

De ingangsimpedantie van de receiver wordt door R1 bepaald en hiervoor is de standaardwaarde van 75 Ω voor coax aangehouden. Voor de optische ingang is voor een eenvoudige oplos- sing gekozen. De uitgang van een TORX173 Toslink-ontvanger (IC2) (standaard optische verbinding bij con- sumer-apparaten) wordt via weer- standsdeler R1/R2, en een koppelcon- densator (om de gelijkspanningscom- ponent van de TORX173 kwijt te raken) met de ingang van de CS8414 doorverbonden. De spanningsdeler is zo gedimensioneerd dat het signaal over R1 net iets groter is dan de stan- daard 0,5 V (ongeveer 0,6 V) bij een coax-signaal. Om de optische ingang te kunnen gebruiken moet een jumper (JP1) geplaatst worden; er mag dan geen coax-bron aangesloten zijn. Een mogelijkheid is nu wel aanwezig om de coax-ingang bij gebruik van de opti- sche ingang als S/PDIF uitgang te gebruiken (optisch/coax-converter).

Alleen de uitgangsimpedantie en het signaalniveau zijn dan niet volgens de norm, maar het signaalniveau is dan iets groter te maken door R2 iets klei- ner te kiezen. Het ingangssignaal voor de CS8414 mag zelfs 0,3 V buiten de

voedingsspanning komen, dus ook 1 Vpp over R1 is zeker geen probleem.

Er wordt in het IC gebruik gemaakt van

meerdere frequentiedetectors om de PLL zo snel mogelijk op de binnenko- mende datastroom te laten locken. Is er er geen ingangssignaal, dan is de VCO-frequentie minimaal. Het digitale filter op de DAC-print heeft vier signa- len nodig, die alle door de CS8414 gele- verd worden en uit de binnenko-

mende S/PDIF-data zijn afgeleid. SDATA bevat natuurlijk de seriële data van beide kanalen.

FSYNC is de L/R- klok om de samples voor de twee kanalen te scheiden en is, afhankelijk van de mode, gelijk aan of twee maal de sampling-frequentie (Fs). De seriële klok SCK is nodig om de individuele bits te klokken en bedraagt 64 maal Fs.

Verder heeft het digitale filter een zeer hoge klokfrequentie nodig voor de

22

^{Elektuur 11/99}

1 2

3 4

5 6

7 8

9 10

K2

1 2

3 4

5 6

7 8

9 10

11 12

13 14

K3

15 16

22V10 RESET

DEEM IC5

MUTE OUT2

OUT4

OUT6 OUT5 OUT3 OUT1 CLK

RSTGAL SEL ERF

DBW 23

21

19

17 16 18 20 F2 22

F1 F0

10 11

14 15 24

12 13 1

2 3

7 8 9 4

6 5 CS8414

SDATA FSYNC IC1

FILT VERF

FCK RXP

RXN

SEL

SCK MCK CBL ERF

21 22

13 10

20

16 M 317 M 218 M 1 24 M 0 23

12 19 15

14

26 11 F2 27

F1 F0 E2 E1 E0

25 28

7

8 A D

D A

9

1 C U

2 3 4

5 6

1 2

3 IC4a

≥1 5 4

6 IC4b

≥1 9 10

8 IC4c

≥1 13 12

11 IC4d

≥1 S1

22Ω R9 22Ω R8 22Ω R10 22Ω R7 R5

4x 10k 1 5 4 3 2

C1

10n

C2

10n C3

68n

C11

100n

C5

47n C7

47n

R3 470Ω R1

75Ω

R2

220Ω

JP1 TORX173

IC2 3

2 4 1

5 6 C8

100n C9

100n L2

47µ

K1

L3

47µ

L4

47µ

C10

10µ 63V

C6

10µ 63V

C4

10µ 63V

C15

100n C14

47µ 25V L1

47µ R4

4Ω7

C13

47µ 25V

R6

10k

SG531P IC3

OSC OE

1

5

4 8

IC4 14

7 C12

100n

B1

B80C1500

C89 C86

C88 C87

R58 1Ω5

C85

1000µ 25V

C83

10µ 63V C84

100n

C82

100n K13

R57 K12

3k9

D7 POWER

B2

B80C1500

C81 C78

C80 C79

R55 3Ω3

C76

1000µ 40V

C72

10µ 63V C74

100n

C70

100n

R56 3Ω3

C77

1000µ 40V

C73

10µ 63V C75

100n

C71

100n K11

K10 IC4 = 74HCT32

S/PDIF

5V 5V

5V

5V

5V

5V

5V

5V 5V

+5V

9V

15V

15V

5V

12V

12V 4x 22n

4x 22n

RST

6.144MHz

*

7805 IC17

7812 IC15

IC16 7912

Figuur 2. Het complete schema heeft een respec- tabele omvang. De stippel- lijnen geven aan hoe de zaak in verschillende print- secties is verdeeld.

oversampling/interpolatie; deze wordt door MCK geleverd en bedraagt 256 maal Fs. R7...R10 beperken eventuele uitslingeringen door de capacitieve belasting van de flatcable en het digi- tale filter.

Het receiver-IC kan de bovenge- noemde vier signalen in diverse stan- daardformaten uitgeven, hetgeen door de mode-pennen (M0...M3) bepaald wordt. Voor details hierover verwijzen we naar de elders in dit nummer afgedrukte datakaart van de CS8414. De I²S-mode wordt door ons

aanbevolen omdat het aantal bits hier in principe niet vastgelegd is en het dus zowel 16 als 24 bits data kan zijn.

Vandaar dat de voorkeurinstelling van DIP-switch S1 is: S1-4 ON (M1 =1) en de rest OFF (M0=M2=M3=0). Let op:

M0...M3 liggen op S1 door elkaar, maar op de print staan de betreffende bena- mingen ernaast (ook het niveau bij ON of OFF).

De andere formaten zijn vaak zoals het heet ”MSB-first right-justified”, waar- bij de plaats van het LSB vastligt ten opzichte van de L/R-klok, met als

gevolg dat bij een ander aantal bits enkele MSB’s kunnen ontbreken. Bij I²S ligt de plaats van het MSB vast, zodat uitgaande van meer bits alleen enkele LSB’s 0 zijn. Er treedt dan geen verminking van de signalen op. Enkele van de andere formaten zijn echter compatible met het digitale filter van Burr-Brown maar dat is iets voor expe- rimenteerlustigen.

De diverse modes zijn bewust instel- baar gemaakt met het oog op toekom- stige uitbreidingen/upgrading of even- tuele andere toepassingen. Voorts is

MC/LRIP ML/RESV

DF1704

MD/CKO BCKIN LRCIN

WCKO BCKO IC6

CLKO

MODE MUTE DEM

SF0

SRO I2S IW0

DIN XTI

XTO RST

DOR DOL IW1 OW1

SF1 OW0

10 11 12 13 14 15 16

17 18 19 20

21 22

23 24 25 26 27 28

1

2

3 4 5 6

7

8 9

2x

1 2

3 4

5 6

7 8

9 10

K4

1 2

3 4

5 6

7 8

9 10

11 12

13 14

K5

15 16

820Ω 820Ω 820Ω R18 820Ω

820Ω 820Ω R24 820Ω

820Ω 820Ω 820Ω R11 820Ω

820Ω 820Ω R17 820Ω

S3

S4 S2

C16

10µ 63V C17

100n

LD1

dp CA CA

10 a 7 b6 c 4 d2 e 1

f g9

8 3

5 HDN1075 LD2

dp CA CA

10 7 a 6 b 4 c 2 d 1 e

f 9 g

3 8

5

R25 2k49

R30 3k57

R31 3k65

R32 3k32 R27

3k57 R28

4k12 R29

3k92

C23

2x 47µ C24 C19 C18 4µ7 63V

C22

100µ 25V 2x

SERVO DC PCM1704

REF DC BPO DC

INVERT 20BIT

IOUT BCLK

IC7

–VDD +VDD

–VCC +VCC

WCLK DATA

AGND AGND DGND

14

20 11

17 12

15 16 10

4 6

2 7

1 19

9

5

SERVO DC PCM1704

REF DC BPO DC

INVERT 20BIT

IOUT BCLK

IC8

–VDD +VDD

–VCC +VCC

WCLK DATA

AGND AGND DGND

14

20 11

17 12

15 16 10

4 6

2 7

1 19

9

5

C21 C20 4µ7 63V 2x

C40 C39 4µ7 63V

C43

100µ 25V 2x

C44

2x 47µ C45

C42 C41 4µ7 63V 2x

C25 47p

OPA627 IC9 2

3 6 7

4 1

5 OPA627

IC10 2

3 6 7

4 1

5

Re2 C27

2n2 C28

4n7 C29

330p

C31

1n5

C30

1n

C32

270p

R40 100Ω

K6 C46

100n

C47

100n

C48

100n

C49

100n 25V

R26 2k49

R36 3k57

R37 3k65

R38 3k32 R33

3k57 R34

4k12 R35

3k92 C26

47p

OPA627 IC11 2

3 6 7

4 1

5 OPA627

IC12 2

3 6 7

4 1

5

Re3 C33

2n2 C34

4n7 C35

330p

C37

1n5

C36

1n

C38

270p

R42 100Ω

K6 C50

100n

C51

100n

C52

100n

C53

100n

Re1 R39

1M

R41

1M

K9

25V

C68

100µ 25V

C66

100n LM317 IC13

C69

100µ 25V

C67

100n

R51

249Ω

R53

249Ω

R52

750Ω

R54

750Ω

LM337 IC14

C64

10µ63V

C65

10µ63V C62

10µ 63V

C60

100n

C63

10µ 63V

C61

100n D5

5V6 1W3

D6

5V6 1W3

R47

150k

R48

150k

R49

1M

R50

4Ω7

C57

470µ 25V D3

1N4148 T2

BC517 C56

1µ 63V R43

150k

R44

150k

R45

1M

R46

10Ω

C55

220µ 25V D2

1N4148 T1

BC517 C54

47µ 25V

JP2

K8

C58

100µ 25V

C59

100n D4

5V6 1W3 JP3

L

R 12V

12V

12V

12V

5VA

5V_A

5V_D

5V_D

5VD

DBW

MUTE DBW

5V_A

5V

5V

12V

12V

12V

12V

12V

12V 12V

12V

DBW' MUTE'

D1

1N4001

12V 12V

VDBW VMUTE

VDBW

VMUTE VDBW

5V

5VD

990059 - 12 5VA

A

A 5V_A

* *

zie tekst

*

see text

*

siehe Text

*

voir texte

*

G

D

het hierdoor mogelijk om de receiver- print desgewenst ook bij andere audio- DAC’s toe te passen. Op de print is hiervoor een aparte aansluiting voor de 5-V-voedingsspanning geplaatst, want 5 V is ook via K3 aangesloten (van de DAC-print afkomstig).

Door de fabrikant wordt aanbevolen om het IC direct na power-up te reset- ten en daarvoor is een schakeling met vier OR-poorten gebruikt (IC4). Dit cir- cuitje past niet in de toegepaste GAL, omdat dit nog eens vier extra in- en uitgangen zou vereisen. Het IC wordt gereset als alle mode-pennen hoog worden, vandaar dat de DIP-switch via de OR-poorten op de mode-ingang aangesloten is. Voor de reset zorgt RC- netwerk R6/C13, dat tevens via de GAL het digitale filter op de DAC-print reset.

Om de sampling-frequentie te bepalen heeft de CS8414 een nauwkeurige refe- rentiefrequentie van 6,144 MHz nodig.

Die wordt door kristaloscillator IC3 (kleine uitvoering SG531P) geleverd, waarbij de uitgangspen van dit IC wer- kelijk zo dicht mogelijk bij de betreffende ingang (FCK) van IC1 geplaatst is om het stoorniveau van dit

kloksignaal te minimaliseren. Daar- naast is de voeding bijzonder goed ontkoppeld door middel van L3/C10/C11. Ook de andere IC’s zijn trouwens van aparte voedingsontkop- pelingen voorzien. Zowel de digitale als de analoge voedingsaansluiting van IC1 hebben eigen ontkoppelingen.

De Channel Status output C en User bit output U en Validity + ERror Flag VERF worden niet gebruikt. De Chan- nel status BLok start CBL wordt gebruikt om de Channel Status Output bits (pennen 2...6 en 27) te de-multi- plexen door deze met de select-pen SEL door te verbinden. Is SEL laag, dan worden de Error Condition (geen toepassing) en Frequency Reporting Bits aan de uitgangen geplaatst; de uit- gangen heten dan E0..E2, F0..F2. Is SEL hoog, dan wordt aan de betreffende uitgangen de Channel Status geplaatst in de vorm van enkele status channel bits (uitgangen heten dan C0, Ca...Ce).

Hiervan wordt alleen Cc (F0) gebruikt, dat channel status bit C3 is. Met andere woorden: dit is het emphasis-bit van de channel status. Dit wordt door de GAL geïnverteerd en via een register- uitgang vastgehouden, zodat die het

actuele niveau bewaart en niet met SEL meeschakelt. Vandaar dat de CBL- uitgang ook met een ingang van de GAL is doorverbonden om de infor- matie te de-multiplexen.

Bij een laag niveau voor SEL worden de frequentie-bits F0...F2 omgecodeerd naar 6 register-uitgangen om een 2- digit LED-display aan te sturen.

Diverse segmenten van het display zijn reeds gecombineerd, zodat voor twee 7-segment-displays (7 mm-ver- sies), zonder te moeten multiplexen, slechts 6 uitgangen nodig zijn om de 5 sampling-frequenties weer te geven.

Wel is er tot een compromis besloten door de eventuele waarde achter de komma (frequentie in kHz) weg te laten.

De 6 uitgangen, + 5 V en massa wor- den via K2, een 10-polige flatcable en een 10-polige PCB-connector (K4) met het display-printje doorverbonden. In verband met de hoogte en de plaatsing achter de frontplaat wordt op het dis- play-printje geen boxheader geplaatst.

Indien ERF actief is, worden alle dis- play-uitgangen hoog en blijven twee streepjes oplichten. Beide g-segment- LED’s zijn via R17 en R24 direct met ground verbonden en branden altijd, ten minste zo lang er voedingsspan- ning aanwezig is. Om alle register-uit- gangen te klokken, wordt gebruik gemaakt van de SCK-klok (naar pen 1 van de GAL).

Behalve voor het frequentie-display, wordt de informatie over de actuele sampling-frequentie ook gebruikt om het analoge uitgangsfilter naar een hogere kantelfrequentie om te schake- len. Uitgang DBW (double bandwidth) wordt dus hoog indien 88,2 kHz of 96 kHz gedetecteerd worden. De de-emp- hasis-uitgang Deem gaat alleen naar het digitale filter – voor een indicatie is hierbij bewust niet gekozen omdat CD’s met emphasis een zeldzaamheid zijn. Maar aangezien die functie in het digitale filter nu eenmaal aanwezig is, hebben we wèl van deze mogelijkheid gebruikt gemaakt om een eventuele emphasis te corrigeren, vooral ook omdat er nu geen extra RC-combinatie in het analoge uitgangsfilter (per kanaal) nodig is.

990059-1

Tot zover dit eerste deel van de ”audio-DAC 2000”. Volgende maand gaan we verder met een beschrijving van de DAC-print, waarbij met name het digitale filter DF1704 en de DAC’s PCM1704 onder de loep zul- len worden genomen.

24

^{Elektuur 11/99}

de CS8414

Het typenummer van het receiver-IC zal menigeen bekend voorkomen, daar het hier een opvolger betreft van de CS8412 die we al vaker toegepast heb- ben (”digitale VU-meter”, april/mei ‘96, ”digitale clipping-indicator”, oktober

‘98 en de ”S/PDIF-monitor” juli/augustus ‘99). De nieuwe CS8414 is zonder meer pin-compatible met de CS8412, maar uitsluitend verkrijgbaar in een 28- pens SOIC (standaard SMD) behuizing. Elders in dit nummer is een datakaart van de CS8414 te vinden.

Een van de opvallendste verschillen met zijn voorganger is het feit dat het sampling-frequentiebereik van de CS8414 is uitgebreid tot 96 kHz. De fre- quentie-indicatie met de 400 ppm nauwkeurigheid bij de CS8412 is hier inge- leverd om de frequenties van 88,2 kHz en 96 kHz te kunnen aanduiden.

De klok-detectie gebeurt via een PLL met een 2de-orde loop-filter, waarvan het externe RC-filter iets anders gedimensioneerd is dan bij de CS8412. De ingang van de CS8414 is in feite een RS422-ontvanger en kan zowel symme- trische als asymmetrische signalen verwerken. Om de fase-detector van de interne PLL zo goed mogelijk te laten functioneren heeft de ingang een Schmitt-trigger van 50 mV. Hier is de ingang alleen voor asymmetrische (single ended) signalen geconfigureerd (ingang RXN is naar massa ontkoppeld).

RS422

Receiver Clock and Data De-MUX Recovery

Audio Serial Port

Registers

MUX MUX

6 C0/

E0 16 SEL

MCK M3

RXN

13 10

CS12/

FCK

5 Ca/

E1 4 Cb/

E2 3 Cc/

F0 2

17 M2 18

M1 24

M0 23 AGND

21 FILT

20 VA+

22 DGND

8 VD+

7

Cd/

F1 27 Ce/

F2 25 ERF

15

990059 - 13 CBL

RXP 9

SDATA 26

SCK 12

FSYNC 11

C 1

U 14

VERF 28 19

CS8414

tussen de versnelling g en het hellings- percentage p, en vervolgens de ver- sterking van de schakeling dienover- eenkomstig af te regelen. Zoals in het aparte kader ”meetprincipe” te lezen valt, is de uitgangsspanning van de sensor bij acceptatie van een kleine meetfout redelijk evenredig met het hellingspercentage.

Het tweede probleem is dat van de temperatuurcompensatie en dat is een stuk lastiger. Een van onze lezers pro- beerde namelijk de schakeling van vorig jaar als hellingmeter voor de fiets te gebruiken en kwam erachter dat temperatuurvariaties voor zulke grote meetfouten zorgden dat de resultaten compleet onbruikbaar werden.

Nu is het zo dat de ”oude” accelero- meter ADXL05 nog niet zo lang gele- den is opgevolgd door de ADXL105, en het toeval wil dat deze nieuwe ver- sie van huis uit is voorzien van een ingebouwde temperatuuropnemer.

Dat maakt het mogelijk om door toe- voeging van een bescheiden hoeveel- heid elektronica het IC van een effi- ciënte temperatuurcompensatie te voorzien!

S

C H E M A

Als we snel even een blik op het schema van figuur 1 werpen, dan zien we meteen dat -evenals de vorig jaar beschreven versnellingsmeter- ook deze hellingmeter batterijgevoed is en uitgerust is met een (via K1 aangeslo- ten) digitale voltmeter DPM951 voor de uitlezing. Maar waar de ”oude” ver- snellingsmeter in feite alleen maar het accelerometer-IC en de DVM-module bevatte, zien we dat deze schakeling is uitgebreid met een tweetal opamps. En een daarvan heeft alles te maken met de eerdergenoemde temperatuurcom- pensatie.

Volgens de gegevens van de fabrikant bedraagt de temperatuurdrift van de

Een geïntegreerde accelerometer is behalve voor het regi- streren van versnel- lingskrachten ook bruikbaar voor het meten van hellings- percentages. Voor gebruik buitenshuis (bijv. op de fiets) moet er dan wel iets aan de temperatuurcompen- satie gebeuren.

naar een idee van P. Porcelijn

hellingmeter

met de nieuwe ADXL105

Medio vorig jaar hebben we in Elek- tuur een ”elektronische versnellings- meter” gepubliceerd, opgezet rond het IC ADXL05 van Analog Devices. Daar- bij gaven we al aan dat ook het meten van hellingen tot de mogelijkheden behoorde. Wanneer daarbij enige nauwkeurigheid gewenst is, dient dat natuurlijk wel stationair te gebeuren.

Al rijdend in de auto of op de fiets kan natuurlijk ook gemeten worden, maar dan moet er wel een constante snel- heid aangehouden worden en mag er tussentijds beslist niet worden versneld of geremd.

Bij het meten van hellingspercentages met een accelerometer vragen twee zaken om een oplossing.

Het eerste probleem is dat van de indi- catie. Dat valt gelukkig eenvoudig op te lossen. Om een rechtstreekse indica- tie van de helling in procenten te krij- gen, hoeven we in principe immers alleen maar de relatie uit te knobbelen

METEN & TESTEN

26

^{Elektuur 11/99}

ADXL105 gemiddeld 60 mV over het gehele temperatuurbereik, oftewel ongeveer 1 mV/°C. Deze fout wordt in ons geval een factor 4 versterkt, waar- mee we op 4 mV/°C uitkomen. Aange- zien 10 mV overeenkomt met een hel- lingspercentage van 1%, hebben we hier dus te maken met een fout van 0,4%/°C – omdat bovendien de polari- teit van de temperatuurcoëfficiënt niet vaststaat, leidt dit echt tot onbruikbare indicaties!

De eerdergenoemde, ingebouwde temperatuursensor van ADXL105 levert aan de uitgang T_OUT(pen 1) een temperatuurafhankelijke spanning ter grootte van:

U_T= 2,5 + 8 * 10^-3* (t-25) bij een tolerantie van ±0,1 V.

Om dit te herleiden tot een bruikbare waarde, is met opamp IC3b een com- pensatiecircuit opgebouwd, dat het

R1 270k

R2 270k

R4 68k

200k P1

R3 68k

2 3 1 IC3a

C4

1µ R6

220k

R5

390k

100k P3

10k P2

DVM

C1

100µ 16V C2

10µ 16V C3

100n

D1 1N4001 K1

10 11 12 13 14 1 2 3 4 5 6 7 8 9

10 11 12 13 14 1 2 3 4 5 6 7 8 9

IC1 LP2950CZ5.0

IC3 8

4

S1

Bt1

9V

990067-11 IC3 = TLC272

5V

5V

5V 6

5 IC3b 7

ADXL105 UCAOUT TOUT

AOUT

VMID VNIN

IC2

COM COM

VIN VDD VDD

ST 10

11

12 13 14

1

4 7

6 8

9 5V

DMP951

COMMON

REFLO REFHI INHI INLO

N.C.

VDD VCC

DP3 DP2 DP1

DVM

LK4 LK5 LK6

BL+

BP 10 BP 11 12 13 14 1 2 3 4 5 6 7 8 9

1

mogelijk maakt om met P1 de tempe- ratuurcoëfficiënt te verstellen tussen –8 en +8 mV/°C. In principe was dit ook mogelijk geweest zonder extra opamp, maar dat zou dan wel een erg com- plexe afregelprocedure tot gevolg heb- ben gehad.

Figuur 1. Behalve het accelerometer-IC en een DVM-module blijft de elektronica beperkt tot twee opamps en een paar passieve componenten.

1

(C) ELEKTOR 990067-1

C1C2

C3C4D1 HO

HO1

HO2

HO3 IC1

IC3 K1

P1P2P3

R1 R2 R3

R4

R5 R6

-

+ BT1

S1 DVM +-

990067-1 IC2

1

(C) ELEKTOR 990067-1

2

Onderdelenlijst Weerstanden:

R1,R2 = 270 k R3,R4 = 68 k R5 = 390 k R6 = 220 k

P1 = 200 k 10-slags instelpot P2 = 10 k 10-slags instelpot P3 = 100 k 10-slags instelpot Condensatoren:

C1 = 100 µ/16 V rad.

C2 = 10 µ/16 V rad.

C3 = 100 n ker.

C4 = 1 µ MKT Halfgeleiders:

D1 = 1N4001 IC1 = LP2950CZ5.0 IC2 = ADXL105JQC IC3 = TLC272CP Diversen:

BT1 = 9-V-batterij met clip S1 = schuifschakelaar 1x maak K1 = 14-polige boxheader DVM-module: DPM951, Conrad

bestelnr. 12 11 42-33

kastje: Conrad bestelnr. 52 28 64-33 Figuur 2. Print-layout en

componentenopstelling voor de hellingmeter.

De tweede opamp heeft een heel andere taak. De ADXL105 beschikt namelijk weliswaar over een inge- bouwde spanningsdeler, maar de uit- gangsimpedantie hiervan is met 10 kΩ echter aan de hoge kant. Vooral omdat de uitgangsspanning ook voor de DVM-module gebruikt wordt. Daarom is IC3a toegevoegd als buffer.

O

F F S E T E N V E R S T E R K I N G

We hebben nu bijna het hele schema gehad. Wat rest zijn een paar passieve componenten. Die zijn echter wel heel belangrijk, want zij dienen voor de afregeling van de offset-compensatie en van de versterking.

De offset-fout van de ADXL105 is niet onaanzienlijk en bedraagt maximaal

±625 mV. De compensatie hiervan is gelukkig simpel. Met behulp van P2 en R5 wordt een instelbare gelijkstroom aan V_IN (pen 11) toegevoerd. Het bereik van P2 bedraagt ±870 mV (bij 1x versterking).

Dan de versterking.

Voor de uitlezing maken we gebruik van een gangbare DVM-module met een ingangsbereik van 200 mV. Als we eens uitgaan van een maximaal hel- lingspercentage van 20% (steilere hel- lingen komt men niet of nauwelijks tegen), dan kunnen we deze waarde mooi laten overeenstemmen met 200 mV op de DVM. De accelerometer bezit een gevoeligheid van 0,25 V/g.

Dat betekent dat de uitgangsspanning

fout 1% en bij p=20% de fout 2%.

Door niet op de eindwaarde van het meetbereik af te regelen maar op een tussenliggende waarde, kunnen we de fout min of meer uitmiddelen. Een simpele berekening leert dat we de fout kunnen beperken tot ±1%, als we de schakeling afregelen op een punt dat ongeveer een factor 1,4 lager ligt dan de maximale hellingshoek. Voor een bereik tot 20 % regelen we dan ook af op p=14,12%.

Dat brengt ons meteen bij het vol- gende en laatste punt: Hoe kunnen we die afregeling het beste uitvoeren? Het eenvoudigste is om gebruik te maken van een lat van precies 1 m lengte. Plak het kastje met een stuk plakband vast op het midden van de lat. Laat een kant van de lat op de grond rusten en til het andere uiteinde 14,1 cm van de grond. Regel P3 nu zo af dat het bewuste hellingspercentage op het dis- play van de DVM-module wordt weer- gegeven.

(990067)

Meetprincipe

Een willekeurig voorwerp ondervindt door de aantrekkingskracht van de aarde een versnelling ter grootte van 1 g oftewel 9,80665 meter per seconde-kwa- draat. Bevindt dat voorwerp zich op een helling van p% (p/100) dan bedraagt de in de bewegingsrichting uitgeoefende versnelling (a):

a = g * sin(α) Voor de hoek α geldt:

sin(α) = p/100 / √(1+(p/100)²)

In het geval p/100<<1, kan bovenstaande formule worden vereenvoudigd tot:

sin(α) ∼ p/100

Bij toenemend hellingspercentage treedt er weliswaar een kleine fout op, die bij p=10% 0,5% van de volle schaal bedraagt, en bij p=20% is gegroeid tot 2%.

Aangezien de fout dus binnen acceptabele proporties blijft, is deze vereen- voudiging in de praktijk goed bruikbaar.

In combinatie met de eerste formule, komen we daarmee tot het volgende ver- band tussen versnelling en hellingspercentage:

p = a/g * 100%

Hieruit valt te concluderen dat (bij acceptatie van een geringe fout) de uit- gangsspanning van de accelerometer evenredig is met het hellingspercen- tage.

a

g

1

P/100

α

α sin α = p/100

1 + (p/100)

a = g • sin α

2

990067-12

√ (in V) een kwart bedraagt van het hel-

lingspercentage in procenten.

Dan hoeven we alleen nog maar te zorgen dat de uitgangsspanning van IC2 gelijk is aan de hellingshoek in procenten. En uitgaande van de hier- boven vermelde gevoeligheid, leert een simpele rekensom dat hiervoor een versterking van een factor vier nodig is. Deze versterking wordt inge- steld met R3 en R6, terwijl om toleran- ties te kunnen corrigeren P3 in serie met R6 is opgenomen. Condensator C4 is toegevoegd om de invloed van sto- ringen tot een minimum te beperken, zonder dat de reactietijd te veel wordt vertraagd.

P

R A K T I S C H E Z A K E N Het opbouwen van de hellingmeter op de in figuur 2 afgebeelde print zal geen problemen van betekenis opleveren.

Het enige punt van belang is dat de sensor netjes vlak op de print moet worden gesoldeerd - dit omdat het voor de werking essentieel is dat de sensor evenwijdig aan het printopper- vlak staat.

De DVM-module DPM951 kan wor- den aangesloten via boxheader K1.

Wordt een ander type module toege- past, dan kan K1 worden weggelaten en wordt de module met de punten

”DVM” verbonden.

In het in de onderdelenlijst vermelde kastje past de print precies in. De bevestigingsnokken in dat kastje wor- den niet gebruikt, maar de print wordt gewoon met vier schroefjes op de bodem vastgezet. Kijk goed uit, want het past allemaal maar net! Ten behoeve van de afregeling hebben wij in de kast van het prototype drie kleine gaatjes geboord, zodat P1...P3 van bui- tenaf bereikbaar zijn.

Nog even iets over de voeding. De meter kan prima worden gevoed met een 9-V-batterij. Spanningsregelaar IC1 destilleert hieruit een stabiele voe- dingsspanning van 5 V. Daar de nauw- keurigheid van het meetinstrument direct afhankelijk is van de voedings- spanning, is voor IC1 een type gekozen dat opvalt door een zeer lage tempera- tuurcoëfficiënt (<150 ppm/°C). Omdat het bovendien een low-drop-uitvoering is met een lage ruststroom, is deze spanningsregelaar bij uitstek geschikt voor batterijgevoede toepassingen.

De stroomopname van de schakeling bedraagt ongeveer 6 mA. Diode D1 zorgt dat een abusievelijke polariteits- verwisseling van de batterij zonder schadelijke gevolgen blijft.

A

F R E G E L I N G

Offset- en temperatuurcompensatie 1. Plaats de meter exact waterpas in een constante omgevingstemperatuur van bijv. 20°C en laat hem een half uur- tje met rust.

2. Zet P3 in de middenstand. Sluit een

digitale multimeter aan tussen het punt ”–DVM” en pen 7 van IC3 en regel met P1 de spanning af op 0 mV.

3. Verdraai nu P2 zo dat de DVM- module ook precies ”0” aangeeft.

4. Verwarm het meetinstrumentje met een föhn. De door de DVM aangege- ven waarde zal nu waarschijnlijk ver- anderen. Regel vervolgens P1 zodanig bij dat de module weer ”0” aangeeft.

5. Laat de schakeling afkoelen en regel daarna de indicatie van de DVM opnieuw op ”0” af met behulp van P2.

6. Herhaal stap 4 en 5 totdat een bevre- digende temperatuurcompensatie is bereikt.

Versterking

Om de versterking correct af te rege- len, moeten we de schakeling op een gedefinieerde helling plaatsen. Maar welke helling?

Zoals uit de in het kader gegeven aflei- ding bleek, heeft de benadering sin(α)

∼ p/100 een bepaalde fout, die toe- neemt naarmate α groter wordt. Zo is bij p=0% de fout 0%, bij p=10% de

Elektuur 11/99 De huidige CAN-stations zijn bijna

zonder uitzondering door middel van drie chips aan de CAN-bus gekoppeld, zoals figuur 1 laat zien. De microcon- troller hoeft alleen maar de over te zen- den gebruikers-databytes (0 tot 8 stuks) naar de CAN-protocolchip te schrijven, het identifier-veld en het DLC-veld te vullen en het RTR-bit naar wens te zet- ten. De rest doet de CAN-controller in zijn eentje:

➧ Berekening van het CRC-controle- getal

➧ Toevoegen van de overige velden

➧ Toegang tot de bus regelen

➧ De gegevens verzenden

➧ Foutherkenning en -afhandeling

➧ enzovoorts

De microcontroller krijgt daarop als terugmelding een bevestiging dat de verzending van de gegevens succesvol

Zoals we aan het einde van het vorige deel hebben beloofd, begin- nen we nu met de prak- tische opbouw van een CAN-bussysteem.

Daarvoor wordt in dit artikel een CAN-bus- interface voorgesteld, die aan alle gebruike- lijke microcontroller- systemen kan worden aangesloten en deze dus geschikt maakt voor CAN-gebruik.

28

Bernd vom Berg, Peter Groppe

de CAN-bus

intelligente datacommunicatie voor in de praktijk deel 3

MICROPROCESSOR