Je Historie v/d Radi UITGEVERIJ VAN TE

Je Historie v/d Radi

UITGEVERIJ VAN TE

I

i

i1

i

•

1

!

t i

i

:•

;

i

fi

■

f

i

JB liothez :;

TRANSISTORENSCHEMA’S

s

Niets uitdeze uitgave mag wordenverveelvoudigd en/of openbaar gemaakt door I

middelvandruk,fotocopie, microfilm,ofopwelkeanderewijze ook,zondervooraf­

gaandeschriftelijke toestemmingvan de uitgever.

I

BIBLIOTHEEK

H.DE VOS

TRANSISTOREN SCHEMA'S

Ca.40schakelingen opverschillendgebied, mettoepassingvan transistoren en dioden

2e HERZIENE DRUK

Ruim 100illustraties

DE MUIDERKRING N. V. - B U S S U M

UITGEVERIJ VAN TECHNISCHEBOEKEN EN TilDSCHRIFTEN

Voorwoord

De bedoeling van dit boek is, studerenden en gevorderde amateurs kennis te laten maken met een aantal halfgeleiderschakelingen, die grotendeels buiten het kader van de gewone ontvanger- en versterkertechniek vallen.

Halfgeleiders bieden zoveel andere, interessante mogelijkheden die met buizen niet of nauwelijks realiseerbaar zijn, dat het zeker zin heeft ook dit terrein eens nader te verkennen. Zowel de amateur als de beroepsontwerper van elektronische schakelingen vindt vaak inspiratie door het bestuderen van door anderen bedachte schema’s. Ook al zullen de betreffende schema’s niet altijd een rechtstreekse oplossing vormen voor de problemen waarvoor de technicus zich gesteld ziet, toch kunnen zij hem in vele gevallen op nuttige ideeën brengen. Mede daarom heeft de samensteller van dit werk getracht een zo ruim mogelijk gebied te omvatten. Een groot aantal geheel nieuwe schema’s werd opgenomen, aangevuld met enkele reeds eerder in Radio Bulletin gepubliceerde schakelingen.

H. de Vos Hilversum, augustus 1963

Bij de tweede druk

Behoudens kleine wijzigingen en verbeteringen, is deze druk geheel gelijk aan de voorgaande.

De Schrijver Hilversum, november 1964

BCIOTHEc»

1. RCTOONGENERATOR3,3Hz...40kHz

In elke sinusgenerator treedt op de een of andere manier amplitudebegrenzing op, die een verder opslingeren van de spanning verhindert. Zou deze niet aan­

wezig zijn, dan werd een kanteelspanning opgewekt.

In RC generatoren is een regelbare tegenkoppeling aanwezig, waarmee de versterking zodanig wordt ingesteld, dat de verliezen in de afstemmiddelen juist worden gedekt en de schakeling nog juist oscilleert. Slechts dan wordt een zo zuiver mogelijke sinusvorm benaderd.

-12V

(h

l.2k

500

f

Ik "Ij00* lOkMr

OC71 0C71

sso jj

Fig. 1 220

0.1P

Bij een generator voor één vaste frequentie en met een constante belasting kan men de schakeling uitvoeren zoals fig. 1 laat zien. Moet echter een grote frequentieband worden bestreken, dan zal men, i.v.m. de veranderlijke verliezen in het afstemcircuit, de tegenkoppeling zodanig mee moeten rege­

len, dat een constante amplitude en een zo gering mogelijke vervorming gehandhaafd blijft. De uit de buizentechniek bekende stabilisatiemethode met gloeilampen voldoet hier niet i.v.m. de geringere energie-niveau’s. Ge­

schikter is het toepassen van miniatuur NTC’s, al of niet in vacuum inkapse­

ling, die een regelvermogen van slechts 10 tot 50 mW vergen. Uiteraard moet worden gezorgd, dat de eindtransistor dit vermogen ruimschoots kan leveren, waarbij men rekening dient te houden met de verliezen in de col- lector-voedingsweerstand en het aan de uitwendige belasting af te geven wisselstroomvermogen. De keuze van het NTC-type bepaalt in belangrijke mate de dimensionering van de versterker. De collectordissipatie van de eind­

transistor wordt daardoor zo groot, dat niet meer met een van de kleinere typen kan worden volstaan. In het beschreven ontwerp is daarom een OC23 gekozen. Dit is een voor WW versterkers bedoelde krachttransistor met een hoge afsnijfrequentie en een bijzonder lineaire Ic = f (Iè) - karakteristiek.

Fig. 2 toont het schema. Het afstemcircuit bestaat uit een brug van Wien.

Teneinde deze brug zo min mogelijk te belasten, moet de basis-spannings- 'Mer zo hoogohmig mogelijk zijn. Een schakelwijze zoals fig. 1 toont is hier niet mogiÜjk, daar de basis-gelijkstroom de (veranderlijke) afstem- weerstand* zou doorlopen cf. gezien diens grote waardevariatie de gelijk­

stelling ontoelaatbaar zou beïnvloeden. Toepassen van een Darling- ton ingangsschakeling (zie fig. 3), zoals b.v. bij de RC generator uit RB jan. '62 blz. 46 is gedaan, brengt i.d.o. wel verbetering, doch is* niet af­

stroom

5

Hop q017/j

±XM-L

-?iv

1 I lOOO/u I

«n #«r n*'o

'.«* CS 2SV

M\

15* Iau

S70k 27k 770/W

CS

DJ ^100/jHJ- HH# ocjoHh-^100*-2SV

Si^{5* 920} V* 50/j ocsd

2SV CS

tin. s? |»0 _15*

drttdgtw »;se

Bib Bib

B2b

5* 920 <7* OC2J

rvTijyw

ï.r

C» stoop

t.’fX !

u 2.2k\ 120 |PI7

O71 ff/J fff5 ftlm. O-IVrtt

(O-OIVrttl

0,0/J 0,00/1

Fig. 2

Ra = NTC B8.320.04P/lk

O = ext. sign. bron; 1 = 3,3-6 Hz (schaal B), 6-40 Hz (schaal A); 2 = 33-60 Hz (schaal B), 60-400 Hz (schaal A); 3 = 330-600 Hz (schaal B), 0,6-4 kHz (schaal A); 4 = 3,3*6 kHz (schaal B), 6-40 kHz (schaal A).

doende gebleken. De grote waarde van de basis-voedingsweerstanden maakt het gebruik van een silicium ingangstransistor gewenst, aangezien anders het temperatuurverloop te groot kan worden. Bij normale kamertempera­

tuur (20 ... 35°) kan niettemin met een zorgvuldig ingestelde germanium- transistor worden volstaan. De voor de amplitudestabilisatie gebruikte NTC (type B8 320 03 P/lk) heeft volgens diens karakteristiek (zie fig. 4a) bij een stroomdoorgang van 10 mA een spanningsverlies van 2,03 V en bij een stroomdoorgang van 20 mA een spanningsverlies van 1,7 V. Schakelen we

Fig. 3

de NTC in serie met een vaste weerstand van AV/AI = 0,33/0,01 = 33 Cl, dan is de spanningsval over de serieschakeling praktisch onafhankelijk van de stroom; zie fig. 4b. M.a.w. er treedt spanningsstabilisatie op, hier dus voor wisselspanning. Bij zeer lage frequenties treedt evenwel als gevolg van het periodiek afkoelen van het NTC-lichaam enige vervorming op, en wel des te ernstiger naarmate de dissipatieconstante (dissipatie om 1° C tempera­

tuur verhoging te krijgen) kleiner is. Het vacuum-type B 8 320 04 P/lk

i

1

i

6

geeft door zijn grotere gevoeligheid weliswaar een nauwkeuriger stabilisatie dan het standaard miniatuurcype B 8 320 03/1k, doch levert meer ver­

vorming bij lage frequenties.

De frequentieband instelling geschiedt met S waarmee de gebieden 5,9...40 Hz; 59...400 Hz; 590...4000 Hz en 5.900...40.000 Hz kunnen^la'b>

Fig. 4a. De vacuum typen geven een nauwkeuriger en snellere regeling, doch ver­

oorzaken wat meer vervorming bij frequenties beneden 30 Hz.

1

10

R9-1k comptntatit

V""_Jr_{door R0}

R7 R9 R8

0 wtrkgtuitd n 33

fttlibilitrrrdeiptnninq

0.1o.i o 10 100 --- Fig. 4b

INTC

worden bestreken (schaal A in fig. 5). M.b.v. S2a-Ö kunnen extra weer­

standen R

waardoor ook de tussenliggende gebieden 3,25...6,1 Hz; 32,5...61 Hz;

325...610 Hz en 3.250...6.100 Hz met een ruime schaalverdeling (schaal B in fig. 5) worden omvat. Dit is gedaan omdat de schaalverdeling logarit­

misch verloopt, waardoor de hogere frequenties niet nauwkeurig kunnen worden afgelezen. Daarom ook is als hoogste frequentie 40 kHz gekozen, zodat de voor audiodoeleinden praktisch bruikbare frequenties tot ca. 25 kHz nog vrij nauwkeurig instelbaar zijn. Bij gebruik van zuiver logaritmische i.p.v. lineaire pocmeters zou een lineaire schaal zijn verkregen. Daar voor het gestelde doel alleen draadgewonden potmeters in aanmerking komen,

in serie met de duo-afsternweerstand R2a-6 worden geschakeld,

3a'b

1

Fig. 5

moest een lineair type worden gebruikt. Bij (logaritmische) koolpotmeters loopt het weerstandsverloop van beide secties onderling gewoonlijk te sterk uiteen. Fig. 6 toont hoe men zich bij ontstentenis van een tandem-potmeter met twee losse potmeters en een snaarwielkoppeling kan behelpen.

Om de invloed van de variabele impedantie in het basiscircuit van Vj. op diens tegenkoppeling te verminderen werd R18 aangebracht. Om bij de zeer lage frequenties de vervorming klein en de amplitudestabilisatie groot te houden moet C7 zeer groot zijn. Ook C6 is relatief groot om ongewenste fazeverschuiving tegen te gaan en de schaalverdeling kloppend te houden.

V3 wordt vooraf gegaan door een direct gekoppelde emissorvolger V2.

R12 begrenst de basis-piekstroom van V3 tijdens het inslingeren en levert via Rjg-Cg de mogelijkheid tot correctie van de amplitude, die bij de hogere frequenties wat op bleek te lopen. Vermoedelijk speelt de (overigens geringe) eigen capaciteit van de NTC hierbij een rol. Boven ca. 20 kHz begint de amplitude echter weer te dalen, wat eventueel gecorrigeerd kan worden door de emissor van V1 met een condensatortje van enkele honder­

den pF te ontkoppelen.

De schakeling werd ontworpen voor een voedingsspanning van 24 V. Het bleek echter, dat bij 32 V een nog iets geringere vervorming optrad en dat als gevolg van de hogere NTC-temperatuur een wat geringere omgevings- temperatuur-afhankelijkheid van de amplitude mogelijk was. Dit maakt het

mogelijk voorde regel-NTC het standaard miniatuur-type B832003P/lk te gebruiken i.p.v. het vacuumtype B832004P/lk, welke laatste als ge­

volg van zijn relatief snelle regelwerking bij de zeer lage frequenties tot vervorming en onvoldoende amplitude-stabilisatie leidde. Voor de aan­

gegeven transistortypen is het gebruik van 32 V voedingsspanning geen enkel bezwaar; wel moet R14 (thans 1 W) door een 3 W type worden vervangen.

signal

in ^{bitit cottrttor}

VI V3

j-TTT» t—||l« }JQ l-»

I 7 ⁱ

l

U

ITT.

£ V

£ ^Q. £

£

I 3

5

^{I l}

a 5 g •

m®

sla S/6

signal

<ji(

Fig.7. Montageplanvan deRCoscillator(versterkergedeelte) Technische gegevens (gemeten bij 1000 Hz)

Frequentiegebied: 3,25 Hz... 40.000 Hz.

Voedingsspanning:24... 32V.

Opgenomenstroom: 37 ... 49 mA.

Uitgangsspaning: ca. 2,5V,//.

Vervormingsfactor: 1,5% (<l°/oobij 32V) ‘).

Variatievandeuitgangsspanningbij ± 20%voedingsspanningvariatie:0,0I°/nn Variatievandeuitgangsfrequentiebij ± 20%voedingsspanningvariatie:0,2°/oo Variatievandeuitgangsfreq.bijtemperatuurvariatievan+ 10... +40°C:0,5%2) Variatievandeuitgangsspanningbijtemp.variatievan+10...+40°C:2%3)

5) Bij gebruik van vacuum-typeNTC B832004P/lk loopt dabenedenca. 30Hz op tot ca. 15% bij 3 Hz; bij standaard type NTC B 832003P/lk tot ca.

4% bij 3 Hz.

2) BijgebruikvansiliciumtransistorBCZll <0,1%.

3) Bij 32Vvoedingsspanningca. l°/oo.

9

2. KANTEELSPANN1NGSVORMER

Vele RC-generatoren zijn voorzien van een inrichting, die het sinusvormige signaal omzet in een kanteelspanning. Naar keuze kan dan een sinus- of een kanteelspanning worden afgenomen.

r r r

S60

12k «70

82I llBk i.a05/u

OC76 OC76

«/* -\J\_Mit

1000p

~in

_J

ik 47 270

In principe kan men voor dit doel een Schmitt-trigger gebruiken (fig. 8), doch deze heeft het nadeel dat een vrij lage generatorweerstand nodig is en dat de dimensionering tamelijk kritisch is ingeval een grote schakelsnelheid en een geringe hysteresis wordt gevergd. Hoewel dit laatste verbeterd kan worden door de emissor van de ingangstransistor op een aftakking op de emissorweerstand van de tweede transistor te zetten, blijft de schakelsnelheid vrij gering. Betere resultaten werden verkregen met een „stroonT-trigger- schakeling die, zoals de naam reeds zegt, op stroom varieert i.p.v. op span­

ning, zoals de Schmitt-trigger.

~~l

-2iV

h hff9

”aL L i'7k

R5 10k

R7 \ _T

270 7.SV

io

/?«

JS0

03

OC171 OA200

Fig. 9 toont de schakeling. R3 wordt zó ingesteld, dat V2 juist op het puilt staat te gaan geleiden. De anti-parallel geschakelde silicium dioden 0^02

10

snijden uit het sinusvormige ingangssignaal een trapeziumvormig gedeelte met ca. 0,75 V topwaarde, zijnde hun vrijwel constante karakteristieke doorlaat- spanning.

Via de serieweerstand R2 wordt een trapezium-stroom aan de stroomtrigger geleverd, die via R3-R4 en Cx is teruggekoppeld. Diode D3 zorgt er voor, dat V

slechts enkele promillen

de symmetrie door bijstellen van R3 worden gecorrigeerd.

aan-uit" schakelt en een blokspanning levert met een stijgtijd, die van de grondfrequentie bedraagt. Zo nodig moet

2 »

3. AMPLIÏUDE-STABILISATOR MET LDR

In de RC-oscillator van par. 1 wordt een speciale miniatuur-NTC gebruikt voor het stabiliseren van de uitgangsamplitude.

Aangezien dit weinig gangbare onderdeel veelal moeilijk verkrijgbaar zal blijken, werd ook een andere stabilisatiemethode beproefd, volgens fig. 10.

-HV R2I

Rli» J00*

-0

120

R22

c,0\ ^\m

CU Rltb

ISO

iscr

inkipirling RISb

en OC71 V3 RIS

Wl

OC74 50mA

2.7k Cl7

IOOjj 6V RIS

120

Fig.10

De NTC in de RC-generator (fig. 2) wordt nu vervangen door een licht­

gevoelige weerstand (LDR), die wordt bestuurd via een gloeilampje, aan­

gesloten op een eenvoudige regelversterker.

Zoals fig. 10 laat zien wordt de eindtrap van de RC-oscillator iets gewijzigd, zodat twee gelijke doch in tegenfaze zijnde wisselspanningen worden ver­

kregen.

Via scheidingscondensatoren C10-C11 en serieweerstanden Rig-Ri9 "wordt hierop een brug-gelijkrichter schakeling aangesloten, bestaande uit vier kris- taldioden t/m D4. Na grondige afvlakking wordt de verkregen positieve gelijkspanning naar de regelversterker gevoerd. Deze bestaat uit een tweetal transistoren in z.g. „Darlingtonschakeling”. De eerste transistor gedraagt zich daarbij ongeveer als een emissorvolger, zij het dan dat als gevolg van

11

de doorverbonden collectors bovendien een parallel-tegenkoppeling optreedt.

In rust worden de transistoren geleidend gehouden via R21, R22 en R20;

het lampje is daardoor kortgesloten. De LDR heeft dan een hoge weerstand, zodat de RC-oscillator gemakkelijk „aanslaat". De gelijkgerichte wisselspan­

ning zal evenwel de transistoren „dichtdrukken", waardoor het lampje stroom ontvangt en begint te gloeien. Hierdoor daalt de LDR-weerstand en de amplitude wordt teruggeregeld, net zo lang tot een evenwichtstoe­

stand is ontstaan. De amplitude van de RC-generator kan nu met R22 op de gewenste waarde (ca. 2 Ve//) worden ingesteld.

De serieweerstanden R1S en Rig beperken de belasting van de oscillator- eindtrap en verminderen de door de dioden geïntroduceerde vervorming diens uitgangswisselspanning. De aangegeven waarden van R18 en R10 dienen ter oriëntatie; in de praktijk kiest men ze zo hoog mogelijk als het gewenste regeleffect toelaat. Bij te lage waarden bestaat kans op een oscil­

latie verschijnsel, waarbij amplitudemodulatie van de oscillator uitgangs- spanning in een zeer laagfrequent ritme optreedt. Oorzaak is het verschil in laad- en ontlaadtijd van de afvlakcondensator; is de laadtijd te kort t.o.v.

de ontlaadtijd, dan ijlt de regeling te veel na en ontstaat een oscillatie effect. Om aan deze moeilijkheid tegemoet te komen werd op de eerste transistor een capacitieve tegenkoppeling aangebracht, die een „Miller- integrator”-effect levert en een te snelle terugregeling verhindert.

In de praktijk blijkt verder de spanning over de afvlak-condensator bij fre­

quenties beneden ca. 30 Hz terug te lopen, zodat de tegenkoppeling af­

neemt en de oscillator amplitude oploopt. C12 zou daarom moeten worden vergroot tot b.v. 1000 fxF. Verder doet de vrij grote eigen capaciteit van de LDR zijn invloed gelden bij frequenties boven ca. 10 kHz, zodat daar de amplitude snel daalt. Dit kan echter voor een belangrijk deel worden gecompenseerd door R18 in fig. 2 te ontkoppelen met een condensatortje van ca. 1000 pF.

van

4. ELEKTRONENSCHAKELAAR VOOR OSCILLOSCOOP

Om met een eenvoudige oscilloscoop toch gelijktijdig het verloop van twee wisselspanningen te kunnen bekijken, maakt men vaak gebruik van een z.g.

„elektronenschakelaar”. In feite is een dergelijk instrument een automatische omschakelaar, die de te onderzoeken signalen met grote snelheid afwisselend aan de y-ingang van de oscilloscoop legt. Men heeft daarbij de keuze tussen

„schakelen tijdens terugslag van de straal" en „continu schakelen”. In het eerste geval schrijft de straal tijdens de eerste oploop de ene curve, en tijdens de tweede de andere; in het tweede geval worden beide curven „in mootjes gehakt", zodat zij in de vorm van een stippellijn die tot een gesloten lijn samenvloeit, worden opgetekend.

Een eenvoudige transistor versie van de elektronenschakelaar is in fig. 11 geschetst. De beide ingangen worden afwisselend door een transistor kort­

gesloten ; steeds wordt het signaal van die ingang naar de oscilloscoop door­

gegeven waarvan de transistor op dat moment is gesperd. De schakel- transistoren zijn verbonden met een multivibrator, die voor het afwisselend opengaan en sperren zorgt.

De voedingsbatterij is zo gekozen, dat de bases van de schakeltransistoren tussen +1,5V en een negatieve waarde schakelen, die door de —V6e van de transistoren wordt bepaald. De basisstroom wordt door serieweerstanden begrensd, die ter verhoging van de schakelsnelheid met condensatortjes zijn overbrugd. Overigens kan men de transistoren eventueel ook d.m.v. een sinusspanning schakelen (b.v. via een balans-drijvertransformatortje, aan­

gesloten op een toongenerator).

Wie de beschikking heeft over een gelijks^annings oscilloscoop kan de col­

lector van één der schakeltransistoren (die normaal geen afzonderlijke voe­

dingsspanning behoeven) via een passende weerstand met min-batterij ver­

binden. De beide curven kunnen dan „uit elkaar worden getrokken", zodat ze boven elkaar op het scherm verschijnen. Het betreffende kanaal geeft dan echter wat meer verzwakking dan het andere.

jg» ”{ “f

? --- T-

S -

i/jp*pit'

r1h ^IQOk

*.7k

JV

fM 0C171 stop

Ml'oiolioscoop , WOmV

0C17I ijk 'U

1.7k

!70p 0C17I

II ^WOk

l/UPipit'

Fig. 11

Men moet er rekening mee houden, dat de uitgangsspanning de helft is van de spanning aan de collector van de gesperde transistor, en dat de ingangs- impedantie relatief laagohmig is. Voor metingen aan hoogohmige schake­

lingen is deze elektronenschakelaar daarom minder geschikt; het variëren van de ingangsimpedantie in het schakelritme zou dan het meetobject ontoe­

laatbaar beïnvloeden. Daar, waar een wat grotere belasting getolereerd kan worden, heeft het zin de uitgangsweerstanden laagohmig te maken, omdat dan minder invloed wordt ondervonden van de collectorcapaciteit van de schakeltransistoren. Men kan eventueel nog twee emissorvolgers voor­

schakelen.

Een dubbelpolig schakelaartje staat keuze van lage of hoge collectorweerstan- den toe. Met de hoge weerstanden kunnen frequenties tot ca. 300 Hz wor­

den bekeken; met de lage frequenties tot ca. 30 kHz. De multivibrator- frequentie kan van ca. 50 ... 100 kHz worden geregeld; daardoor kan op elk van de frequentiegebieden van de oscilloscoop de curvevorm als stippel­

lijn of als doorlopende lijn worden geprojecteerd. De oscilloscoop moet met externe synchronisatie worden bedreven om synchronisatie op de multi- vibratorfrequentie te voorkomen.

13

5. GELIJKSTROOM mV-METER MET SILICIUM TRANSISTOREN

Het versterken van kleine gelijkspanningen d.m.v. transistoren behoort tot de lastigste problemen, speciaal als het spanningen in de orde van enkele mV betreft. De temperatuur-afhankelijke eigenschappen van transistoren maken het bijzonder moeilijk de rustinstelling over langere tijd te hand­

haven, zonder gelijktijdig de versterking te beïnvloeden. Een oplossing is het toepassen van twee zo goed mogelijk gelijke transistoren in een symmetrische schakeling, b.v. een differentiaal-versterker. Indien de eigenschappen met de temperatuur gelijk verlopen, dan zullen de veranderingen elkaar volledig compenseren. Een poging hiertoe werd reeds eerder*) beschreven. Helaas blijkt het in de praktijk onmogelijk, twee volkomen identieke exemplaren te vinden, zodat nog altijd het verschil in verloop zijn invloed uit kan oefenen. Daar verder in bedrijf collector-dissipatie-verschillen — hoe gering ook — zullen ontstaan, zal veelal na een meting de versterker niet meer precies naar de rustinstelling terug blijken te keren.

RIS^—

rpFRr

-n

100k

V3 VA

D

V2

BCZ11 bczii

1.31-1 J.J* --- o-sv

BCZII BCZII

rtfR”

100* »* >00*

_T_ ■o0V

=D—r-cz^-

^--- -^5Oir

tin loSfJ os >1 o6

0

7<r ,5 7<T oS 7«r^ os

>o M OS

JcT -j

lOOpA

JT T- ï Uil

3 ^J' r

x 15v

■?

inputWll/V

Fig. 12

17V 10V 1.1V tv IHOmV ,t00mV ^37mV ^K)mV

6«* 77k

77H t.tU 7,7M SlOk 770k

Fig. 12 5 = meting plus- en min-klem verwisseld 6 = uit

1 = meting voedingsspanning

2 = meting referentiespanning Acht meetgebieden in 10 dB stappen:

3 = ijking ingangsweerstand 10 mV, 32 mV, 100 mV, 320 mV, 1 V.

4 = meting normaal 3,2 V. 10 V, 32 V.

Bij gebruik van silicium transistoren is de invloed van de lekstroom bij normale omgevingstemperaturen (20...40° C) gering en kan door kiezen van minimale rustdissipaties en door toepassen van geschikte stabilisatie-

*) Zie „Nieuwe transistorschakelingen” (Uitg. MK).

maatregelen de relatieve fout beneden de 1% worden gehouden. De transis- toren worden gezamenlijk in een koperen blok gemonteerd, zodat

keurig dezelfde temperaturen hebben. Zij staan op een zeer geringe rust- stroom (50 /xA) ingesteld, wat echter betekent dat de stroomversterking (die bij het aangegeven type een maximum van gemiddeld 35 bereikt bij een col- lectorstroom van 2 mA), klein is. Bij 50 fxA heeft ruim 85% van de transis- toren nog een stroomversterking van minstens 15, waarbij nog bruikbare versterking mogelijk is.

Fig. 12 toont de complete schakeling van een gelijkstroom mV-meter. De beide ingangstransistoren V, en V2 zijn op ongeveer gelijke V6e-Ic karak­

teristiek en Ico uitgezocht. Door kiezen van een voldoend grote gemeen­

schappelijke emissorweerstand is een stabiele versterking bereikt. De basis­

potentialen worden daarbij d.m.v. spanningsdelers zo goed mogelijk con­

stant gehouden. De ingangsweerstand van de versterker wordt d.m.v. de parallelweerstand R9 afgeregeld. Men meet daartoe een bekende ijkspanning via een spanningsdeler, gevormd door een relatief grote serieweerstand en de ingangsweerstand van de versterker. Is de spanningsversterking constant, dan is de aanwijzing juist als de vervangingsweerstand van R9 en de in­

gangsweerstand van de versterker de juiste waarde heeft. Om zonder uit­

wendige ijkspanning te kunnen werken, is een 1,5 V element ingebouwd.

In stand 2 van S wordt de spanning hiervan via een 22 kQ voorschakel- weerstand rechtstreeks met het draaispoelinstrument gemeten. In stand 3 meet men dezelfde spanning, doch nu via de versterker. Men behoeft nu R9 slechts op gelijke uitslag van het instrument af te regelen, waardoor de absolute waarde van de ijkspanning niet van belang is.

Vooraf moet natuurlijk de nul-instelling zijn verricht, die bij kortgesloten ingangsklemmen met R6 en bij open ingangsklemmen met R2 wordt uit­

gevoerd (S in stand 4 of 5). Daar de spanningsversterking van de transistor ruststromen afhangt, moet de voedingsspanning worden afgeregeld. In stand 1 van S stelt men m.b.v. R19 de meter op volle uitslag in.

De weerstand R17 dient voor het ijken van de spanningsversterking op een precisie spanningsbron (R,. < 100 Q) van 10 mV, en wordt op volle uitslag van de meter afgeregeld. Gezien het uiterst geringe verloop van de karak­

teristieke eigenschappen van transistoren met hun levensduur behoeft deze instelling slechts éénmaal te worden verricht.

De volgorde van de diverse instellingen is als volgt:

1) Ijken van de voedingsspanning (S in stand 1, instellen met Rl9. Deze ijking kan vervallen indien de voedingsspanning d.m.v. een Zenerdiode 7.7 wordt gestabiliseerd. Het stroomverbruik van de meter zal i.v.m. de gunstig­

ste zenerstroom echter ca. een factor 10 stijgen, terwijl een 12 V batterij noodzakelijk wordt.

2) Nulinstelling bij kortgesloten resp. open ingangsklemmen (S in stand 4 of 5, instelling met R6 resp. R2). Men behoeft RG slechts aan het begin van een meetserie in te stellen.

3a) Ijken van de spanningsversterking m.b.v. een externe precisie spannings­

bron van 10 mV (S in stand 4 of 5, instelling met R17). Deze instelling is eenmalig voor de levensduur van het instrument.

ze nauw-

15

3b) Vergelijken van de meteruitslag bij directe aansluiting van het instru­

ment op de inwendige ijkspanning, met die via de versterker (S in stand 2 resp. stand 3; in de laatste stand afregelen met R9 op gelijke uitslag).

De lineariteitsafwijking bedraagt max.'l%. Hij kan tot ongeveer de helft worden gereduceerd door verdubbelen van de ruststromen in de uitgangs- transistoren.

De nulpuntsfout na een uur in bedrijf te zijn geweest onder gelijktijdige temperatuurverhoging met 20° C bedraagt minder dan 5%, van de volle uitslag. Het gevoeligheidsverlies resp. ijkfout bereikt een max. waarde van 1%.

Na een rustpauze van 24 uur werd het apparaat gedurende 3 minuten ingeschakeld en op nul gezet. Na een half uur werd nogmaals ingeschakeld, waarbij de nulpuntsfout bij open ingang gemiddeld 2% van volle uitslag bedroeg. De nulpuntsfout bij kortgesloten ingang was verwaarloosbaar, zo­

dat men van nulpuntsverloop minder last zal hebben naarmate de bron waaraan wordt gemeten laagohmiger is.

-20V

•IV

3,3M 500/1 'N.IOOjjA

A//?m-500/1

SJ6

3.3M

V2 Fig. 13

1 Vi en V2 te vergelijken transistoren

Slechts de beide ingangstransistoren Vx en V2 hoeven op zo goed mogelijk gelijke eigenschappen te worden geselecteerd. Men kan daarbij gebruik maken van de schakeling van fig. 13. Met Sx of S2 kan men de collector- stroom van Vx of V2 meten, deze moet minstens 50 /j.A bedragen. Worden Sj en S2 beide gesloten, dan zijn de beide bases parallel geschakeld en hebben de transistoren gelijke Vbe; de collectorstromen moeten zo goed mogelijk gelijk zijn. Met S3 wordt hetzij de collectorstroom van Vlt hetzij van V2 gemeten. Zijn zowel St als S2 open, dan „zweven” de bases en wordt de lekstroom gemeten, die wederom zo goed mogelijk gelijk moet zijn.

Tijdens de meting moeten de transistoren dezelfde temperatuur hebben en mogen niet met warme vingers worden aangeraakt.

6. ZAAGTANDGENERATOR

In fig. 14 is het schema van een zaagtandgenerator weergegeven. De con­

densator C2 wordt via transistor Vt, die als stroombron is geschakeld, met

een constante stroom geladen. De spanning over C2 neemt daardoor lineair met de tijd toe.

Zodra de potentiaal een waarde heeft bereikt waarbij en V2 gaan ge­

leiden, ontstaat een positieve terugkoppeling tussen V2 en V3. Beide tran- sistoren gaan daarop zeer goed geleiden, zodat C2 snel wordt ontladen.

•6V intltlling/(

5*(Irtqi

2votdingt bllltrljtn

-SV---

P7

P

»* _n\'*

Pi

ACI25

\(0C71)

<"99" Ai ™/

*'«* Mr ____ U

iji" rtri

tl dl*..

tv

*6V---

»trtntiprPt

0-*

^h

C3 01

t70p O3 *70p

T

HlT^~

r R10\\

Cf-TY

“ £t'o

<Ok\ flSl tv

10* «5

triggrr

tmpl. V3

Fig. 14

R.4 is met —6 V verbonden

02

Een 10 Q serieweerstand R3 beperkt de piekstroom door V2-V3 tot een veilige waarde. Na ontladen van C2 gaan V2-V3 weer sperren en een nieuwe laadcyclus begint. Siliciumdiode Dj zorgt, dat de laadtijd niet door de lek­

stroom van V2 wordt beïnvloed. D2 dient om V3 van een laagohmige spanningsbron in sperrichting te voorzien (wat de hole-storage tijd bekort).

Het punt waarbij D,-V2 gaan geleiden wordt bepaald door de basis- rustpotentiaal van V2 en de karakteristieke doorlaatspanning van Dj. Door variëren van de basispotentiaal kan het triggerpunt zodanig worden ver­

schoven, dat hetzij een vrij lopende, hetzij een eenmalige (door een trigger- impuls ingeleide) zaagtand wordt opgewekt. Synchronisatie is mogelijk met negatieve impulsen op de condensator-ingang van V2.

Een nog betere lineariteit*) is mogelijk als Rg door een Zenerdiode Z5 wordt vervangen; stelt men minder hoge eisen dan kan men Vl door een simpele weerstand vervangen.

7. EEN EXPERIMENTEEL MONOFOON ORGEL

Hoewel het hieronder te beschrijven orgeltje nog gedeeltelijk in een experi­

menteel stadium verkeert, kan het voor aspirant orgelbouwers nuttig zijn alvast iets van de opgedane ervaringen te vertellen.

♦) Zie ook par. 33.

17

De algemene opzet is in het blokschema van fig. 15 weergegeven. Het toetsenbord bedient een RC-zaagtandgenerator, die m.b.v. een keuzeschake- laar S2 naar verkiezing een octaaf hoger of lager kan worden gestemd. De frequentie kan d.m.v. een afzonderlijke vibrato oscillator worden beïnvloed.

Si

<• IS-

lil

lotlstn-

bord. tugtênd-

gtntrttor V2-V3

Fig. 15

onlkopptl- ttrsltrktr

JO. ^Vt

inltns.

Sf i klink- nnd-

rtrsltrktr

JJfa* W"-

uTir

3 is ^

I LOR

V7-V8

I ' '/? t1t

I j"Lris<6

.<4 ptrcussit-

\mltns ribrito- 3

osciltlo VS

\ ^S3

| °ptreussit

Op de zaagtandgenerator is een ontkoppelversterker aangesloten, alsmede een flip-flop deler, die een vierkantsgolf van de halve frequentie levert.

Een schakelaar S4 staat het kiezen van zaagtand- of vierkantstrillingen, resp.

een mengsel van beide toe. Via een klankvormend netwerk en een met een lichtgevoelige weerstand uitgevoerde sterkteregelaar worden de trillingen tenslotte aan de eindversterker toegevoerd.

De lichtgevoelige weerstand (LDR) kan tevens worden benut voor het ver­

krijgen van een percussie-effect, waarbij doelbewust gebruik wordt gemaakt van de relatief grote traagheid waarmee de LDR van de licht- naar de donkerweerstand terugkeert. De vertragingstijd is afzonderlijk regelbaar.

Het percussie-effect wordt uitgeschakeld door kortsluiten van de toets- contact-verbreekketen m.b.v. S3.

Als gevolg van de relatief eenvoudige opzet kan slechts één toon tegelijk worden gespeeld, waardoor het orgeltje voornamelijk als begeleidingsinstru- ment geschikt is. De schakeling van de toetscontacten is zodanig, dat bij gelijktijdig indrukken van twee toetsen geen „valse” tonen kunnen ontstaan.

De verschillende details van het volledige schema zullen afzonderlijk wor­

den toegelicht.

a) Dezaagtandgenerator, percussie-inrichting en sterkteregelaar V2 en V3 vormen tezamen een zaagtandgenerator. Het grondprincipe toont

fig. 17. De rustinstelling van V2 is zó gekozen, dat de collector zich op ca. —2 V bevindt. De emissor van V3 bevindt zich via deserieschakeling R16t/mR„enR3>1 op—6V, zodatdezetransistorisgesperd.

Wordt nu een toets gedrukt, dan wordt de minspanning kortgesloten en kan C8 zich over R16 t/m R„ ontladen. Zodra de emissor potentiaal van V3 positiefwordt t.o.v. diensbasispotentiaal, begintV3 tegeleiden enont­

staat aan diens collectoreen positief gaandespanningssprong. Deze zal nu V2 viaC5geheel sperren, zodatV3 viaR13 directaan—6Vwordtgelegd.

C8 wordt nu snel geladen, waarbij R15 de piekstroom door V3 begrenst en met C8 de hellingvan de neergaande flank bepaalt. Naarmate de laad-

iragtindinIA) (érI00k)

,1

(C'l0itigUnduil

±

(b.r100kl

0blokpul■inIBi -£joooP

'T2-4r-2T1--r-

81 B

Fig.16

Door optellen van een 4' zaagtand (A) meteen 8'blokpuls (B)vange­

lijke amplitude ontstaateen 8’zaag­

tand (C) metdubbeleamplitude. Bij gelijke amplituden van A en B en gelijke weerstanden R is de ampli­

tudevanCgelijkaandievanAenB.

stroomafneemt,daaltookdegroottevandenaarV2doorgegevenspannings­

sprong,totdatdezetransistorweerbegintte geleiden. Aangeziendeemissor van V3 zich nu weer op nagenoeg —6 V bevindt, zal V3 abrupt sperren.

C8 zal zich evenwel op de eerder beschreven wijze over R16 t/m R„ ge­

leidelijkontladen,totdatV3opnieuwgaatgeleiden,enz. Aandeemissorvan

(nndtltrl

c

-8V

(h, In (r

—n—T—

flfO

ËI

Blf

f

MS'/mBn

Fig. 17

Debasis vanV3 en decollectorvan V2 zijn doorverbonden.

ca

\lotls- ,'conltel

r

V3 ontstaat derhalve een zaagtandvormig verlopende spanning, waarvan frequentie en amplitude nauw samenhangen met de rustinstelling van V2.

Om de frequentie zo goed mogelijk onafhankelijk te maken van batterij- spanning- en temperatuurvariaties is een effectieve tegenkoppeling op V2 19

Va Vs

Vi „ V4 Vs Ve

r ‘T I

*j*n »*1 mo

«M p/oM M

10 -BV

C6S/00/; s«*n '*n

Pis V"1 »"

»« T

(7 PIJ

I"

RIS S/J lOk

in-=

*

CS Cl

-t

u

BV ffS 15*

0C76 II

(ACM)

15* S/J lOk

,5ib J

2000p

1H=CIS Rn

%

PI2 o1_

0C71 0C75

(ACM) (ACM) I5*f

PS 15*

-

7.Sp 2,S/J 127

>C75

C2 C3

Ihrll

H(h

\PIB

^«T tt TT H-

P3 /?"h

is‘U .a

'miw

1 ”U t.

an

±

CB C8i PB

Fig. 18. Voorwaarden R0 t/m R»zietabel I Bij gebruik van tratfsistoren met eena' groterdan60moeter30tot 270SIwordenvergroot.

11i tib

39k

O

voorklik•ondtrdrukking (lb-eont3Ct*n tlulltn

niIfConUcItnl

<>b

4_Jx. Lrvj

™(X)fti>54

h-

270n 270n 300n 300n 330n 360n 360n 390n 420n 470n 470ü 1200

1200 130O 1500 1500 160O 180O 1800 200O 2200 2200 2400

C3 Cl C2

#C3

#C1 560 #C2

d2 d3

di 680

#d2 #da

#di 75n

noodzakelijk. Om verder de invloed van de lekstroom van V3 op de fre­

quentie*) klein te houden, moeten R16 t/m Rn vrij laagohmig zijn. Voor eengegeven frequentiezal C8 daardoorbetrekkelijkgroot moeten zijn, wat betekent dat een grote laadstroom nodig is om de neergaande flank vol­

doendesterk tekrijgen, m.a.w. R15 zal klein moeten zijn.

Bij hetgegeven ontwerp bedraagt depiekstroom van V3 ca. 85 mA, welke doorhetaangegeventransistortypegemakkelijkkanwordengeleverd.

In het volledigeschema vanfig. 18kan C8 d.m.v. eenkeuzeschakelaar S2 wordengewijzigd,zodat dehalve resp. dubbelefrequentiekanworden kregen. Daarinprincipezoweldeopgaandeaisdeneergaandeflankvanhet signaalmet C8 evenredigis;blijftbij juisteinstelling destemming overhet gehele spectrum gehandhaafd. De koppelcondensator C5 moet een papier- condensator van de aangegeven waarde zijn, daar deze ook enigszins de frequentiebeïnvloedt. Parallel aanC7t/mC9staanexperimenteeltebepalen afregelcondensatorenC7öt/mC9a,waarmeehet éénoctaafhogerresp. lager gelegenregisterkloppendwordtgemaakt.

De door V3 aan de collector afgegeven positieve impulsen worden aan de flip-flopdelerV5-V6 toegevoerd. Deaan deemissor vanV3 ontstanezaag- tandspanningenworden tervermijding

*)BijvoorkeurvoorV3eentypemetlagelekstroomgebruiken,bv.OC77ofOC76

82ü e2 ^e3

ei

f2 fs

fi 82n

#fa #fa

#fi 91

91« g2 ^g3

gl #g2 #g3

#gl 100n

100ü

iio*n 110n

a2 a3 ai

#a3

#ai #a2

bi b2 b3

ver-

N.B.Tijdensdestemprocedure (dievanhoognaarlaagmoetwordenonder­

nomen) wordteersttoonCi op dejuistehoogtegebrachtm.b.v.Rie + Ri7.

De overige tonen worden zo nodig gecorrigeerd door parallelweerstanden van 10a100 X deaangegevenwaarde.

I.v.m. detoonstabiliteitmoetenmetaalfilm-ofopgedamptekoolweerstanden worden gebruikt.

Hetbesteis hetgebruik van draadweerstandenmetaftakclips.

ongewenste frequentie-beïnvloe- van

ding via een hoge serieweerstand R1S naar V4 gevoerd, die het signaal daarna weer op een bruikbaar niveau brengt. De toetsen kunnen hetzij met één wisselcontact per toets, hetzij met twee maakcontacten per toets worden uitgevoerd. Met de extra contacten kan een gloeilampje worden uitgeschakeld resp. kortgesloten zodra een toets wordt gedrukt. Dit lampje maakt deel uit van een sterkteregelschakeling met een lichtgevoelige weerstand (Light Depending Resistor LDR). De LDR, die als variabele serieweerstand is geschakeld, zal door de traagheid waarmee deze van zijn lage „licht”- naar zijn zeer hoge „donker” weerstand terugkeert de sterk ingezette toon betrek­

kelijk langzaam wegregelen en zo een „percussie-effect” leveren. Daar het laatste gebied het traagst regelt, is de „uitsterftijd” des te groter naarmate de achterliggende impedantie hoger is. Aangezien de ingangsimpedantie van een transistorversterker gewoonlijk laag is, moet hetzij een emissor- volger, hetzij een hoge serieweerstand worden voorgeschakeld.

Een afzonderlijke transistor met serieweerstand heeft echter qua constante ingangsimpedantie, stabiliteit en versterking voordelen boven een emissor- volger. De „uitsterftijd” kan dan eenvoudig door variëren van de serie­

weerstand R36 in fig. 20 worden geregeld. In geval een emissorvolger wordt gebruikt, zou een variabele weerstand parallel aan de versterkeringang nodig zijn geweest. In beide gevallen wordt tevens de sterkte beïnvloed, zij het in tegengestelde zin. Bij de serieweerstand op max. uitsterftijd is de ver­

zwakking het grootst; bij de parallel weerstand op max. uitsterftijd is de ver­

zwakking het kleinst.

-sv

Fig. 19. Schakeling indien het kla­

vier twee maakcontacten per toets bevat.

De aanduidingen —6 V en naar generator zijn abusievelijk verwis­

seld.

iit -A

i i

Ud Udt

RJSt

„ _g)S

Het percussie effect kan worden uitgeschakeld door kortsluiten van de ver- breekketen (S3 in fig. 18) resp. verbreken van de kortsluitketen (S3 in fig. 19), zodat het lampje continu brandt. De geluidssterkte kan nu worden geregeld door een schermpje tussen lampje en LDR te bewegen, of door een variabele 100 O weerstand R36 in serie met het lampje te schakelen.

Bij uitschakelen van het percussie effect wordt tevens de serieweerstand R36 kortgesloten (of de parallelweerstand afgeschakeld). De extra serieweerstand R37 houdt de versterker ingangsimpedantie op een voldoend hoog niveau om met de laagste LDR weerstand het klankvormende netwerk niet te zwaar te belasten.

b) Het klankvormende netwerk en de eindversterker

Het klankvormende netwerk (fig. 20) bevat een aantal RC- en LC-filters, waarmee het timbre van de opgewekte trillingen kan worden beïnvloed.