Het 8-kanaals inductief afstandsmeetsysteem

(1)

Het 8-kanaals inductief afstandsmeetsysteem

Citation for published version (APA):

Penterman, L. (1985). Het 8-kanaals inductief afstandsmeetsysteem. (DCT rapporten; Vol. 1985.011). Technische Hogeschool Eindhoven.

Document status and date: Gepubliceerd: 01/01/1985 Document Version:

Uitgevers PDF, ook bekend als Version of Record Please check the document version of this publication:

• A submitted manuscript is the version of the article upon submission and before peer-review. There can be important differences between the submitted version and the official published version of record. People interested in the research are advised to contact the author for the final version of the publication, or visit the DOI to the publisher's website.

• The final author version and the galley proof are versions of the publication after peer review.

• The final published version features the final layout of the paper including the volume, issue and page numbers.

Link to publication

General rights

Copyright and moral rights for the publications made accessible in the public portal are retained by the authors and/or other copyright owners and it is a condition of accessing publications that users recognise and abide by the legal requirements associated with these rights. • Users may download and print one copy of any publication from the public portal for the purpose of private study or research. • You may not further distribute the material or use it for any profit-making activity or commercial gain

• You may freely distribute the URL identifying the publication in the public portal.

If the publication is distributed under the terms of Article 25fa of the Dutch Copyright Act, indicated by the “Taverne” license above, please follow below link for the End User Agreement:

www.tue.nl/taverne Take down policy

If you believe that this document breaches copyright please contact us at: openaccess@tue.nl

(2)

INTERAFDELINGSPROJECT HARTKLEPPROTHESE

HET 8-KANAALS INDUCTIEF AFSTANDSYEETSYSTEEM

L i s e t t e Penterman februari 1 9 8 5

(3)

...

INHOUDSOPGAVE

Inleiding

Hoofdstuk 1. De werking van het meetsysteem

Hoofdstuk 2. De bandbreedte regeling van de stroomversterker

Hoofdstuk 3. De ringkern

Hoofdstuk 4 . Het bandfilter

Hoofdstuk 5 . Het laagdoorlaatfilter

Hoofdstuk 6 . De buffer

Hoofdstuk 7. De led-indicatie

Hoofdstuk 8 . De afregelprocedure

Hoofdstuk 9. Het testen

Hoofdstuk 10. Handleiding

Bijlage 1 . De schakeling van de zender

Bijlage 2. De schakeling van de ontvanger

Bijlage 3. De oscillator XR-2206

Bijlage 4 . De versterker HA-2625

Bijlage 5 . De versterker HA-2635

Bijlage 6. De versterker MC 1590

Bijlage 7. Het filter FLT-U2

Bijlage 8 . De versterker MC 1741

Bijlage 9. De l o g . versterker 755N Bijlage 10. De led-aansturing UAA 170

1 3 4 5 9 12 1 3 14 19 22 24

(4)

INLEIDING

In dit verslag wordt de electrische opbouw van een 8-kanaals inductief afstandsmeetsysteem behandeld, waarvan de kanalen elkaar onderling niet

mogen beinvloeden. Het systeem is gebaseerd op een ontwerp van

R. van Renterghem (1983). Om onderlinge beinvloeding te voorkomen werken de

kanalen op verschillende zendfrequenties, die voldoende ver van eikaar

verwijderd zijn. Voor de zendfrequenties van de 8 kanalen zijn de volgende

waarden genomen: 50 kHz, 60 kHz, 70 kHz, 80 kHz, SOkHz, 100 kHz, 915 kHz,

en 130 kHz. üit deze reeks blijkt dat boven de 100 kHz de stappen geen

10 kHz, maar 1 5 kHz bedragen, omdat de bandbreedte van de filters in de ontvangers bij hogere frequenties groter wordt. Omdat de kanalen afzonder-

lijk te gebruiken moeten zijn, heeft ieder kanaal zijn eigen voeding (+15V)

en netaansluiting.

In het eerste hoofdstuk van dit verslag wordt de werking van het systeem in het kort behandeld. Vervolgens komen de wijzigingen in de schakelingen van de zender en de ontvanger aan bod. Zij worden hier kort opgesomd:

a. De zender:

Het volgende is gewijzigd in de schakeling van de zender:

-

een andere condensator als bandbreedte-regelelement in de stroom-

-

een andere ringkern in de trafo (hoofdstuk 3 ) .

(5)

b. De ontvanqer:

Het volgende is gewijzigd in de schakelinç van de ontvanger:

-

een andere ringkern in de trafo (hoofdstuk 3 ) .

-

de buffer HA 2625 is vervangen door de MC 1741 (hoofdstuk 6).

Ook hebben nog andere modificaties van het systeem plaatsgevonden. Om bijvoorbeeld te zorgen dat ieder bandfilter de juiste centrale frequentie fo en kwaliteitsfactor Q heeft, zijn een aantal weerstanden in het ontwerp van de ontvanger aangepast. Dit is beschreven in hoofdstuk 4 . In hoofdstuk 5 komt

vervolgens het laagdoorlaatfilter aan bod. Aangezien het moeilijk was om

passende meters voor de frontplaat te vinden, zijn ledblokjes {REG 1000)

gebruikt. 20 kan toch een indruk gekregen worden van de grootte van resp. de

stroom door het zendspoeltje en de uitgangsspanning van de ontvanger. @e

schakeling voor de led-indicatie en de bijbehorende uitleg staan in hoofdstuk 7 .

Het verslag besluit met een analyse van het gehele systeem. In hoofstuk 8

staat de afregelprocedure, die gevolgd kan worden om de zender en de

ontvanger op de juiste frequentie af te regelen. In hoofdstuk 9 staat het

testen van het systeem beschìeven. Ia h o o f d s t ~ ~ k !Cl tenslotte s t a a t pen

(6)

. . . -

Hoofdstuk 1. De werkina van het meetsysteem

Het inductief afstandsmeetsysteem is ontwikkeld door R. van Renterghem om afstandsveranderingen in een aortaklep te meten. Het meetsysteem bestaat in essentie uit een zender en een ontvanger. De zender levert een wisselstroom, die in een zendspoeltje een magnetische flux (magnetisch veld) opwekt. Een

gedeelte van de flux wordt door een ontvangspoeitje omvat en veroorzaakt

daar een inductiespanning. De amplitude van de inductiespanning is

afhankelijk van de afstand tussen de 2 spoeltjes. Bij verkleining van de afstand wordt de spanning groter en vice versa. De inductiespanning wordt in de ontvanger versterkt. De uitgangsspanning is dus een maat voor de afstand

tussen de spoeltjes. Voor een meer gedetailleerde beschrijving van de wer-

king en foutenbronnen van dit meetsysteem wordt verwezen naar E. Bleeker

(1982). In dit verslag ligt het accent met name op de electronische compo- nenten en de motivatie bij het ontwerp daarvan.

(7)

~. .. ~ ..I .. , , . _ _ ~

~. . ~ .

.. . , . . , . . ,. . . .

"___ . . .. . __ _. ~ ~ ... .. .. ~ - -.. . . ... ". . - .

Hoofdstuk 2. De bandbreedte-reselins van de ctroomversterker

De stroomversterker is een teruggekoppeld systeem en bestaat uit 2 versterkers.

Van pin 1 4 , de bandbreedte-controle-pin, van de eerste versterker (HA 26251 loopt een condensator naar aarde. De waarde van de condensator bepaalt de

bandbreedte van de versterker en dus ook de open lus versterking A1 bij een

bepaalde frequentie (zie bijlage 4 ) . A l s de waarde toeneemt, wordt de bandbreedte kleiner. Een te lage waarde van de condensator zorgt er voor dat de stroomversterker gaat oscilleren. Ook mag de waarde niet te hoog zijn, want dan treedt er vervorming op. Wet signaal wordt driehoekig i.p.v. sinus-

vormig. Op empirische gronden is gekozen voor een condensator van 56 pF. De

(8)

Hoofdstuk 3 . De rinskern

Er worden zowel in het bestaande systeem als in het 8-kanaals meetsysteem ferrietringkernen gebruikt in de trafo’s. De afmeting en het materiaal van de ringkern en het aantal windingen hebben invloed op de zelfinductie van de trafo. Zij zullen dan ook separaat besproken worden.

a. Invloed van de afmetins van de rinqkern:

.. < ht I y I 1 dwarsdoorsnede: d l : binnendiameter d2: buitendiameter , : ferriet

In het algemeen geldt dat de zelfinductie van een ringkern bij benadering is :

waarin m = permeabiliteit = po x p r

= permeabiliteit van het vacuum = 4n x 10

= relatieve permeabiliteit -1 (Hlml PO p r n = aantal windingen A = oppervlakte = h

x

1 = lengte = n x d (m) d2

-

dl (,2) 2

Voor een rechthoekige ringkern geldt:

h

= p x n2 x

2r

x In ( H I Lexact

(9)

Voor verschillende afmetingen van de kern is Lexact bepaald, zie 9 x 6 x 3 tabel 1. -7 2 -7 2 C,19 x p x n2 = 2,4 x 10 x pr x n afmeting (mm) d2 x dl x h Lexact (mH1 2 x n 1 2 3 x 1 4 ~ 7

I

0'55

x

JJ

x

n2 = 7,O x 10 -7 x JJ, i 1 J.

tabel 1: Lexact als functie van de afmeting

Uit de tabel blijkt, dat bij een grotere afmeting van de ringkern, de zelfinductie groter wordt.

b. Invloed van het materiaal van de ringkern

De nìodernste zacht-magnetische materialen zijn de ferromagnetische ferrieten, ferroxcube 3 en ferroxcube 4 .

Ferroxcube 3 = mangaanzinkferriet (MnZn-ferriet) en heeft een pr van

ongeveer 1400 t 20% en wordt tot ca. 200 kHz gebruikt.

Ferroxcube 4 = nikkelzinkferriet {NiZn-ferriet) en hee€t een pr van ongeveer

150

2

20% en wordt bij frequenties vanaf 200 kHz tot enige

MHz toegepas t.

In het bestaande systeem zitten ringkernen (14 x 9

x

5) van het materiaal

ferroxcube 3 (FXC 3H1). De kleurindicatie is oranje/geel. Ze hebben een

relatieve permeabiliteit p, van 2300 f. 20%. De zelfinductie L is groot. Dit

betekent een spanning over de wikkeling van de trafoi die groot genoeg is om

het systeem goed te laten werken.

Deze ringkernen waren niet meer te verkrijgen, difaroia is geëxperimenteerd -

met ringkernen (14

x

9

x

5 ) van het materiaal ferroxcube 4 (FXC 4C6). De kleurindicatie is violet. Ze hebben een lage pr nï. 120 20%. De spanning over de trafo was nu te klein en kon alleen worden vergroot door meer win-

(10)

Uiteindelijk is de keuze gevallen op kleine ringkernen (9 x 6 x 3 ) van het

materiaal ferroxcube 3 (FXC 3E2). De kleurindicatie is bruin. Ze hebben een

pr van 15000 en voldoen.

Zij zijn vervolgens uitgetest in de zender bij verschillende frequenties. De daarbij

gebruikte 2 wikkelingen bestaan uit 8 windingen.

De resultaten zijn opgenomen in tabel 2.

~ frequentie ~ ~~ 50 kHz 50 kHz 70 kHz 80 kHz 90 kHz 100 kHz 115 kHz 130 kHz uitgangsspan. 2635 spanning u over trafo

tabel 2: De spannins over de trafo bij verschillende frequenties

Uit deze tabel blijkt dat bij toenemende frequentie de spanning over de trafo toeneemt (bij gelijkblijvende stroom). Dit komt omdat de reactantie XL

van de spoei toeneemt.

in,

=

B

= ui x L = 2s n f x L, uaurbij fi en I resp. de

i

(11)

c . Het aantal windinsen

Het is de bedoeling dat de spanning over de trafo bij de zender van elk

kanaal ongeveer gelijk is. Dit is te realiseren door voor elk kanaal het

juiste aantal windingen om de ringkern te bepalen. Men moet daarbij wel

bedacht zijn op oscillaties, want de zender is een teruggekoppeld systeem.

Op empirische gronden is gekozen voor 2 x 8 windingen voor het 80 kHz- en

90 kHz-kanaal. Bij een kanaal met een lagere frequentie moet het aantal

windingen groter zijn, omdat anders de reactantie XL te klein wordt. Bij een kanaal met een hogere freqdentie geldt het omgekeerde. Het aantal windingen bij de verschillende kanalen is opgesomd in tabel 3 .

tabel 3: Het aantal windinrsen om de rinskern

Het bleek bij de ontvanger, dat het aantal windingen om de ringkern niet zo kritisch was, want bij verdubbeling van het aantal windingen veranzerde de spanning over de trafo niet.

(12)

Hoofdstuk 4 . Het bandfilter

Het bandfilter in de ontvanger bestaat uit 2 bandfilters FLT-U2.

trale frequentie fo kan variëren tussen de 0,001 Hz en de 200 kHz en de

kwaliteitsfactor Q tussen de 0 ' 1 en de 1000.

De cen-

De maximale kwaliteitsfaetor Qmax =

Dus bij hogere frequenties wordt de Qmax lager en daar uit volgt dat de

'O6 voor deze filters.

fO

fo bandbreedte groter wordt ( 3 =

-

1 .

Q

Vervolgens zullen de benodigde weerstanden worden bepaald. Voor een inverterend bandfilter geldt:

R1 = Q x _- 31,6K

1 OOK

-I

= 3'48 x Q

R4 = R5 = 5'03 _"'51 _(fo_{in Hz) of voor een klein verschil tussen R4 en R5}

f0

5.03 x 1 O I Q .

(13)

Wij kunnen dan nu voor alle kanalen de weerstanden berekenen behorende bij

.

Zij zijn opgesomd in tabel 4 .

Qmax fO 50 kHz 60 kHz 7 0 kHz 80 kilz 90 kHz 100 kHz 115 kHz 130 kilz 790K 550K 487K 1 K2 1 H3 1 K 4 1 K7 1 K9 5598 5038 3878 I R5 1K 838U 7199 629Q 5598 5039 4378 3879

tabel 4: De berekening van de Weerstanden bij ,Q,,

De gekozen weerstanden zijn opgesomd in tabel 5.

Xa 1 OOQ

1

o09 1 OOP 7 50Q 7508

1

K8 5K6 5K6 x4 1K 8 20Q 750Q 619Q 5 1OQ 47051 4309 3838 tabel 5 : De sekozen weerstanden

Bij hoge frequenties is de totale weerstand van Ra en de potmeter van 5K

groter dan de berekende waarde voor R 3 . Dit was nodig, omdat de filters anders qingen oscilleren.

(14)

Voor ieder bandfilter, bestaande uit 2 filters, is vervolgens de bandbreedte bepaald. Hierbij is de bandbreedte gedefinieerd als het verschil van de grensfrequenties ( = frequenties van het ingangssignaal, waarbij het uit- gangssignaal 3 dB is gedaald).

De berekende waarden staan in tabel 6.

(15)

. ._ .- , .. . .

Hoofdstuk 5 . Het iaaqdoorlaatfilter

Het laagdoorlaatfilter wordt gevormd door een weerstand R en een condensator

C. Hun waarden zijn afhankelijk van de frequentie waarmee gemeten wordt.

Bij de keuze van de De kantelfrequentie waarvan de minimale RC

>>

3,2 psec. Dit

R- en C-waarde spelen de volgende aspecten een rol.

fk 21r x RC

waarde 50 kHz bedraagt. Dus fk

< <

50 kHz en

betekent een grote RC. Maar hierdoor wordt de responsie-

moet vele malen kleiner zijn dan f,

1 -

-

tijd (RC-tijd) groter. Bij een meetfrequentie van maxinaal 200 Hz moet de

RC-tijd vele malen kleiner zijn dan

-

= 5 msec. Dus RC

< <

5 msec. A l s compromis is gekozen voor R = 10K en C = 33 nF. De kantelfrequentie is dan: fk = 482 Hz en de RC-tijd is dan: RC = 330 psec.

1

(16)

. . . . -SA..>-&, ~ -

Hoofdstuk 6. De buffer

In het bestaande systeem wordt in de ontvanger als buffer de HA 2625

gebruikt. De buffer is een volledig teruggekoppelde versterker (de versterkingsfactor is 1). De HA 2625 heeft bij deze versterkingsfactor last van

ruis. De oorzaak is een ie grote bandbreedte. Het produkt van versterking

en bandbreedte is nl. 100 MHz. Daarom kan beter de MC 1741 gebruikt worden.

Voor dit IC is het produkt van versterking en bandbreedte maar 10 kHz. Dus

hoogfrequente stoorpulsen worden hierbij geëlimineerd.

De 7 4 1 is een a-pins IS die qua aansluiting gewoon op de plaats van de

HA 2625 gestoken kan worden (pootje 1 van de 7 4 1 gaat in het 3e pootje van het IC-voetje, waar oorspronkelijk de W A 2625 zat).

(17)

In plaats van meters op de frontplaat van de kast worden leds gebruikt met

het regel-IC UAA 170. De led-indicator is de REG 1000, een blokje met 10

leds. De kant waarop de naam staat, is de

+

ingang. De benodige stroom is 10

à 15 mA. De UAA 170 kan maximaal 16 leds aansturen. Men kan de minimum en

de maximum waarde van de ingangsspanning Ue instellen d.m.v. een span-

ningsdeler. Bij oplopende Ue lichten de leds één voor een op. Het spannings-

(= AUe) moet minstens 1,2V bedragen.

min en 'ref verschil tiissen Ure€

max

De lichtsterkte van de leds is te

regelen d.m.v. 2 weerstanden, R6

en R7. Door voor RS = 1K te kiezen en door R7 te variëren van ?OK tot SOX, is de diodestroom te variëren van 18 mA tot 2mA. Ket oplichten van de led5 variëert nu van sterk

naar zwak. Om een diodestroom van

ongeveer 15mA te krijgen moet R7 = 12H zijn.

We zullen nu achtereenvolgens voor de zender en de ontvanger de bijbehorende andere weerstanden bepalen.

a. De zender I

De led-indicatie geeft de stroom door het zendspoeltje weer. De stroom door

het zendspoeltje is gelijk aan de stroom door de weerstand

In plaats van de stroom wordt de spanning gemeten. Omdat dit een wissel- spanning is, moet zij eerst worden gelijkgericht en door een laagdoorlaatfilter worden aangeboden aan de led-indicator.

van 6,84. de kantelfrequentie: 1 = 1051 Hz I

-

' k 2a x RC

- De condensator laadt zich op tot de gemiddelde waarde van het ingangs-

1 2 4

2 T T

signaal: üe =

-

x

Utt

x

-

V =

-

x Utt V.

Bij een stroom van 100mAtt moet de spanning over de weerstand van 5 , 8 8

68ûmVtt bedragen. Deze waarde is benodigd bij de de afregelprocedure (zie hoofdstuk 8 ) .

(18)

We moeten nu nog de weerstanden van de spanningsdeler bepalen om de minimum en maximum waarde in te stellen, waartussen de ingangsspanning van de led- indicatie mag varieren.

Er geldt: = OV dus R3 = OQ 'refmin U =

1,sv

= 5,4v ref max %tab = 12 KI 1,2 ( = "e Volgens de gegevens in bijlage 10 16.31 is Rg =

100 x

lo-6

en Rg = R3 f R4 i- R5. Dus Rg = R4 f R5 = 12H

-

_R4_i-_R5

x

5,4 = 7 , 2 I ==+

2

x 5,4 = 1,2 = + R 4 = 2x7 R5 = 1OK R4

De spanningsvariatie, die de overgang van de ene led naar de volgende

veroorzaakt, bedraagt dan:

15

x R4 _R5

Dit komt overeen met een stroomvariatie door het zendspoeltje van 35,6mAtt.

x

5'4 = 0,077v =

m.

(19)

Het totale schema is tenslotte opgenomen in fig 1. I 1 ' U i tnb

i

11 u i 1, O Bereik : OV (lednr.

1 )

tot +O,8V (lednr. 101

fia

1 .

De led-indicatie van de zender

b. De ontvanger

De led-indicatie voor de ontvanger geeft de uitgangsspanning van de logarit-

mische versterker weer, De uitgangsspanning kan zowel positief als rregatief

zijn. Omdat Uref niet negatief mag zijn, moet het ingangsniveau oinhoog

warden gebracht. Bijvoorbeeld met +1V bij een bereik van -lV tot +1V. Dit

kan met behulp van de volgende schakeling worden gerealiseerd. min

-

15)

+

5,4 = 4 4 R 4 = 30K R5 = 10K Gekozen is voor R 4 = 27K en It5 = 10K.

De spanningsvariatie, die de overgang van de ene led naar de volgende veroorzaakt, bedraagt dan:

15

x

Dit komt overeen met een spanningsvariatie van de logaritmische versterker

R4

x

5,4 = 0,26V.

1

R4

+

R5

x

me

= van:

-

_o,

₉₂

-

_O, x 0,26 = 0,28V. 92

(21)

Het schema i s in zijn geheel opgenomen in fig 2. Bereik: -lV (lednr. +1V (lednr. OV : lednr. lednr. 10 : teken-led 5 tot

fis 2 De led-indicatie van de ontvanger

i

Bij de ontvanger wordt lednr. 10 als teken-led gebruikt. Brandt deze niet,

lian is het teken po5itief. Ten behoeve van de aansluiting hiervan wordt de

kathode aangesloten op de kathode van lednr. 1 t/m lednr. 4 en de anode op een positieve spanning.

+ISV

-

(22)

Hoofdstuk 8 . De afreqelmxxedure

We zullen de procedure stapsgewijs behandelen. De schema's van de zender en de ontvanger zijn opgenomen in de bijlagen 1 en 2.

De zender

1. Eerst bevestigen we het zendspoeltje. Ook kan in plaats hiervan een

weerstand van 209 in de aansluiting voor het spoeltje geplaatst worden.

2 . De frequentie van de oscillator, de XR-2206, wordt afgeregeld met de f-

adjust (potmeter van 20K en 50051 (P4)). Er wordt daarbij gebruik gemaakt

van een frequentie-teller en een oscilloscoop.

3. De oscillator levert'een sinusvormig signaal. De vorm van het signaal kan worden verbeterd rn.b.fr. de potmeters Rb (50K1 en Ra (50051).

Potmeter Ra verbetert de sinus-vorm en potmeter Rb verbetert de symmetrie

De volgende procedure moet daartoe worder! gevolgd:

a. ZetbRb in de middelste stand en regel Xa voor minimale vervorming.

b. Regel nu Rb om de vervorming verder te verminderen.

4 . De amplitude van de zendstroom wordt vervolgens geregeld met de

amplitude-regeling (50K-potmeterfP3)). De stroom door het zendspoeltje moet ongeveer 100mAtt bedragen. Dit komt overeen met een spanning van

(23)

De ontvanaer

1. Eerst bevestigen we het ontvangspoeltje. Ook kan in plaats hiervan een weerstand van 20P in de aansluiting voor het spoeltje geplaatst worden.

2 . Vervolgens moet de offset (trim) van de logaritmische versterker 755N afgeregeld worden. Dit gaat als volgt:

Pin 4 van de 75% wordt aan aarde aangesloten. Voor een offsetspanning

van 1GGiJV of lager moet de trim-potmeter geregeld worden, totdat de

uitgangsspanning Vuit tussen de t6V en +8V ligt.

3 . Vervolgens worden de filters afgeregeld. Er wordt gebruik gemaakt van een sinus-functie-generator (Wavetek), een frequentie-teller en een

oscilloscoop. De versterker HA 2625 ( I ) , na de MC 1590, wordt er uit

gehaald, evenals het eerste filter FLT-US.

4 . Het 2e filter wordt dan eerst afgeregeld. Daartoe wordt de frequentie van

de functie-generator ingesteld op de zendfrequentie. get signaal van de

generator met een amplitude van 1V wordt op de ingang van het 2e filter

gezet (voor de weerstand

21

3p punt b). De uitgangsspanning van het filter wordt zichtbaar gemaakt op de oscilloscoop (punt c ) . De kwali- teitsfactor

8,

moet op een zo laag mogelijke waarde worden ingesteld met

de %-potmeter. De frequentie fo gaan we nu instellen met de 1008-

potmeter. f moet gelijk worden aan de zendfrequentie. De uitgangs-

spanning moet maximaal (en stabieij zijn. H i s we het ingangssignaal 2eïì lagere of hogere frequentie geven dan de gewenste frequentie, moet de uitgangsspanning kieiner worden. Is dit niet het geval, dan moet de IOOQ-

potmeter bijgeregeld worden. Hierna moet de kwaliteitsfactor zo lang

worden verhoogd? totdat de uitganqsspanning 0,7Vtt bedraagt. ( * De waarde van 0,7Vtt f0,38Vtt bij stap 5 ) komt overeen met de waarde van de

tt

2 O2

(24)

.. . . - . . . . - . .

5 . Nu wordt het l e filter teruggeplaatst. Het generatorsignaal wordt op de e

ingang van het 1 filter gezet (voor de weerstand RI op punt a). Er wordt

gemeten aan de uitgang (punt b). Vervolgens wordt de frequentie f o

1 ingesteld bij een lage kwaliteitsfactor Q, (zie instelling fo

1 .

De kwaliteitsfactor wordt daarna zo lang verhoogd, totdat de uitgangs-

spanning van het 2e filter 0,38Vtt bedraagt (punt cl. De filters zijn nu afgeregeld.

2

*

6 . Vervolgens wordt er gekeken of de gelijkrichter HA 2625 (Ir) werkt

(punt d). De gelijkrichter moet het positieve gedeelte van het signaal doorlaten.

7 . Hierna wordt naar de versterker ZA 2625 (III) gekeken. De offset kan

geregeld worden met de potmeter van 20K. Het generatorsignaal wordt afgezet. De offset is minimaal als de uitgangsspanning van de versterker OV bedraagt (punt e ) . Het generatorsignaaf wordt vervolgens weer op de

ingang van het 'le filter gezet (punt a). De versterker kan geregeld

worden met de potmeter van 100K. De versterking moet 2 3 bedragen. Dus de verhouding tussen de uitgangsspanning (punt e) en de ingangsspanning

(punt d) moet 2,67 :

1

zijn. Ook de ontvanger is nu afgeregeld. Zender en ontvanser

De frequentietvan de zender kan enigszins verschoven zijn t.o.v. de

frequentie fo van het bandfilter. Deze moet dan bijgeregeld worden, totdat

de spanning op de uitgang vsn het bandfilter maximaal is. De uitgangsspan-

ning van de logaritmische versterker is dan minimaal, want

-1

'in

= -2 x log

-

(25)

Hoofdstuk 9 . Het testen

De kanalen van het inductieve afstandsmeetsysteem kunnen statisch getest worden door weerstanden (i.p.v. spoeltjes) tussen de zender en de ontvanger te plaatsen.

De uitgangsspanning van de logaritmische versterker Vuit moet afgeregeld worden op nul volt (m.b.v. P1 en PS). De afstandsvariatie kan nagebootst

worden door de amplitude van de zender te wijzigen (m.b.v P3). 311 een

grotere amplitude wordt Vuit negatief en bij een kleinere amplitude wordt Vuit positief.

Beter is het om de kanalen te testen met een ijktoestel voor spoeltjes. Zie

hiervoor ook het verslag van A . Dortmans en T. Flaman (1980). Met dit toe-

stel kan de afstand tussen het zend- en ontvangspoeltje gevariëerd worden.

De afstand wordt afgelezen met een meetklok. Bij een gegeven afstand ro

tussen de spoeltjes moet Vuit op nul worden afgeregeld. A l s de afstand tussen de spoeltjes wordt vergroot, dan wordt Vuit positief en bij een verkleining van de afstand wordt Vuit negatief.

Elk kanaal is statisch getest met het ijktoestel. De relatie tussen de

uitgangsspanning en de afstandsvariatie tussen de 2 spoeltjes is lineair.

r De relatie is: V

-

Vo = 0 x In

-.

rO

Vo en ro zijn de instelwaarden van resp. de uitgangsspanning

(26)

De B-waarde is voor elk kanaal verschillend. In tabel 7 staan de gemiddelde

B-waarden van de verschillende kanalen. Er zijn 4 series metingen verricht

onder de volgende condities:

le serie 2

,

0465 2,5081 2,9924 3,0512 2

,

5559 3,1419 X X

de zendstroom bedraagt 100mAtt; Vo = -0,75V; ro = 8mm; de beginafstand is 7,3mm; de eindafstand is 8,7mm en de afstandsvariatie is 0,07mm.

2e serie 3e serie 4e serie

50 kHz 60 kHz 70 kHz 80 kHz 90 kHz 100 kHz 115 kHz 130 kHz

tabel 7 . De semiddelde B-waarden

x:foutieve meting

(27)

Hoofdstuk IO. Handleidinq

In fig 3 en 4 zijn voor- en achteraanzicht van een kanaal gegeven.

Qt

8

+iSJ

@

P I - - - ficr 3 . Vooraanzicht

@

- - - fis 4 . Achteraanzicht

Het zend- en ontvangspoeltje moeten eerst worden aangesloten op de pluggen.

Plaats vervolgens de spoeltjes op een afstand ro van elkaar. Schakel daarna

het apparaat in m.b.v. de schakelaar. Led

1

en 2 geven resp. aan, dat de

voedingsspanning van t15V en -15V aanwezig is. Ook beginnen nu een aantal

(28)

Zender

Door de uitgang van de oscillator via de BNC-plug op een oscilloscoop aan te

sluiten, wordt het signaal zichtbaar. De frequentie-fijnafstelling gebeurt

m.b.v. de trimpotmeter P4 (f-adjust).

De amplitude van de stroom door het zendspoeltje wordt ingesteld met de

tienslagenpotmeter P3 en afgelezen op het ledblokje L32. Gaan we uit van een

stroom van 100mAtt dan moet lednr. 4 branden. Omdat dit niet erg nauwkeurig

is, kan ook gemeten worden over een weerstand van 6,8Q. Hierdoor loopt

dezelfde stroom als door het spoeltje. De spanning hierover moet dan 680mVtt bedragen.

Ontvanger

De versterking kan geregeld worden met de trimpotmeter P2 voor de grofaf-

stelling en met de tienslagenpotmeter PI voor de fijnafstelling. De

uitgangsspanning Vuit (de uitgangsspanning van de logaritmische versterker) kan afgelezen worden via de BNC-plug op een voltmeter. Ook kunnen we de

spanning aflezen op het ledblokje LBI. De uitgangsspanning kan zowel posi-

tief als negatief (lednr. 10 brandt dan ook) zijn. Bij een gegeven afstand

tussen de spoeltjes, kan de uitgangsspanning op nul of een andere waarde

worden afgeregeld m.b.v. P1 en P2. Een negatieve waarde is hierbij verkies-

baar, omdat zij ervoor zorgt, dat de logaritmische versterker minder last heeft van ruis. Het ingangsniveau van de log. versterker ligt nu hoger. Dus

de signaal-ruisverhouding is groter (zie bijlage 9 fig 2 ) . Alleen bij een

uitgangsspanning van OV brandt lednr. 5.

rO

t

Zentter en orrtvanser

Wanneer de frequentie van de zender enigszins verschoven is t.o.v. de frequentie fo van de bandfilter in de ontvanger dan moeten we de f-adjust van de zender zo regelen, dat de uitgangsspanning Vuit minimaal is.

De afstandsmetingen kunnen nu beginnen. Voor de volledigheid zijn de schema's van het geheel opgenomen in de bijlage.

(29)

(30)

(31)

fho XR-2206 L I monolithic fuocdoa p m t o r integrated circuit capable of producing high quality sino, quara, t x h g i e , ramp

+ad p u l a wwrvefoomr of high tt.b8utr/ uzd ~CcuIBcy. Tho output w a v e f o m can be both amplitude m d frequsncy moddoted by '

@n rxtenrd voltago. Frtqwncy d O p i n t i o a co11 be mloetod extemdly over a range of 0.91 Hz to more than 1 MHz.

"ho X8-2206 u idea& ouitod for communicCitioM, instrumontotion, and function generator applications requiring sinusoidal

tono, AM, PY or PSK goaeration. It hpr 8 typicù drift spcdfication of 20 ppmPC. The osciiiator frequency CM be linearly swept

As shown ta Fig-

1.

î b rnoaolithi~ circuit is comprised of fout functional blocks: a voitage-controlied osciiiator.(VCO); a n *

mdog multiplier and rkrcl.rhopcr; a gPin buffer mplitier; and a tat of current switches. The internal current switches transfer

H the FSY input t S r W (ph 9). *

FEAT0 BIBSOLUTE

M

Q W û î 8 2000: i fwUOncVQù&S vnth u1 @Wwd COatOOi Vol- With Very fitut? aff8ct OZt dbtortioû.

$b @XidlatOZ GIUTSItt i0 OB@ Of &?!ar8 QX W gradaioas _{t e}paoduce two diamete _fzequeacieselected by the logic !wal

L o w Sinewovo Distortmu (THD .5%)

-

Excaiicnt Stobdity (20 ppml*C, typ)

Wide Sweep Rangm (2WO:

1

typ)

U w Supply Sonativity (Q.Ol%/V, typ) Lneor Amplitude Modulation

Adjustable Duty-Cydo (

1%

to 99%) 'ITL Cornpottble FSK Controls

Wide supply (19v to

2sv)

UiseAiutiYe to *al swecp

W8vcforrn Ganeratlom

Sweep Csneratioin

@/FM Generation

PSK rnd PSX Genüration

i SUIS. S ~ U N ~ , TM&, Ramp

Power Supply 26V -

Power Dissipation 750

rnw

Derate above 25'C 5 mWfC

Total Timing Current 6 mA

Storage Temperature -65'C to +150°C

AVAILABLE TYPES

Piut Number Package Types ûpersting Temperature Bange

XR-2206M . Ceramic -55*C to

+1

25'C

XR-2206N Ceramic

ooc

to +75*c

Xx22206P Plastic O'C to +7S0C

XR-2206CN Ceramic BOC to +7S0C

XR-2206CP . Plastic o'c t o +7S0C

(It6 Bin DIP)

(32)

ELECTRICAL CHARACTEUmCS

Tar Cosditlom: Test Circuit of Fis. 2, V + = 12V, TA = 25*

-

0.01 pF, R I =

100

Ka, R2 = 10 Pa R3

-

25 K a unies otherwile specified. .S 1 _- open _- for triangle, i: iscd €oor sinewooe.

XR-220S/XR-2206a(-

MIN.

1

TYP. !MAX

CHARACTERISTICS Supply Voltage

Single Supply 10

Split Supply f5

Supply Current

12

Max. Operating Frequency 0.5

1

Lowest Practical Frequency

0.01

Frequency Accuracy *I

Temperature Stability

*lo

Supply Sensitivity

0.01

Chcillatot Section I Sweep Range

1000:

1

Sweep Linearity I O: I Sweep 1000: i Sweep FM Distortion

Recommended Timing Components Timing Capacitor: C

Timing Resistors: R

1

a R 2 Tnangle/Sinewava Output

Tnangle Output

Sinewave Output

Mar. Output Swing

Output impedance

-

Triangte Linearity

Ampiîtude Stsbility

Sinewave Amplitude Btabiìity

CONDITIONS

I

f

Ka!

I

*dBI

I 3. drtw.

(33)

*

i

. B

Y, IVI

Figure 4. Supply C.uinoot va supply vouae6, T i

Iu)a*oBlu

Figure 7. Tnmmul Diamrtbn va

T ~

.

R ~ ~ ~

FICOUCWV HJ

Figure S. R vs Osciüation Fieguency

Figure 8. Signwave Distortion vs

Operating Frequency With Timing

Caoacitors Y M M

oSWLl&3S A i n* I

Figure 5. NormaLized Output Arnpiitudc vs Dc Biu at

A M Inpu! (Pin i).

I - c! c '

z

t o

3

-I Y -2 -3 -w -a o a (o ia 100 ia luo1CY7 TEYrtllATWIE ï C 1

Figure 9. Frequency Drift YS

Temperature

t

36 frequoncy of o d o t i o n , fo, h determinad b y the external

lining capacitor C across p b 5 and 6, and by the timing ra&

oc R cosmect4 to either pin 7 or pin 8. The frequency k

irrn u

1

RC

f e l - Hz

ìOTE: For safe operation of tho circuit IT should be limited

J o n a .

Fiure 10. Circuit Connection for Frequency Sweep

Output Amplitude: Maxunum output amplitude is inversely porportional to external reristor 8 3 connectad to Pin 3 (See

Fig. 3). For shwa%'$ cutput, amplitude h epprexbieteiy

60 mV peak per Ka of R3; for triangle. the peak amplitude is approximateiy 160 mV peak per K O of R3. Thus, for

example, R3 = 50 Ka would produce approximately *3V sinusoidal output amplitude.

~ ~ i t ~ ~Output amplitude can be moddated ' ~ o ~ ~ ~ ~ o ~ :

by applying a d c b h and a modulating signal to Pin I . The kitemal impedance a t Pin

1

is approximately 100 Ka. Output amplitude varies h e a d y with the applicd voltage at Pin

1,

for

vdueo of dc bias at thb pin, within f4 volts of V+l2 a shown in Fig. 6. As this biaa level approaches V+/2, tho phose of the output signal is reversed; and the amplitude goes through zero.

This property is suitable for phase-ohift keying and suppressed- carrier AM generation. Total dynamic range of amplitude moduiation Os appro~haiely 55 dP.

Note: AM control must be used in conjunction with @ well-

regulated supply since the output amplitude now becomes o

P ~ C t i O i n of

v+.

FREQUENCY-SHIFT KEYING

The XR-2206 can be operated with two separate timing resic- tors, R1 and R2. connected to the timing pin0 7 and 8, rtspcc-

tiveìy, as shown in Figure 13. Dopending on the polarity of the logic signal at pin 9, either one or the other of thew timing

-

(34)

reriston is activated. If pin 9 4 open-drcuited or connected tr

a bias voltage

>

2V, only R1 18 active. Simuuly, if the vdtrr

level at pin 9 u

<

lV, only R2 b activated. Thw, thc out, frequency can ha keyed between two levels, f l a d 12 u i :

For split-rupply operation, the keying voltage at pin 9 ia referenced to V

-.

f t

-

l/R lC and f2

-

l/Ri,C

OUTPUT DC LEVEL CONTROL

n i e dc level at the output (pin 2) L approximately the Mme

u the dc bias at pui 3. in F

11,

12 and 13, pin 3 ia biased mid-way between

*

8nd pound, to &%'e an output

ds level of -V+/Z.

APPLICATIONS INFO

SINEWAVE ~~~~0~

A) Without External Adlustment

Figure i 1 shows the circuit conraection for generating a

sinwoidd output from the XR-2206. The potentiometer

R I i t pin 7 provides the desired frequency tninfng. The

maximum output awing is p a t o r theui \1+/2 and thS

Filiure i i. Circuit for Sinawave Generation Wlthout Extern& Adjustment. (SCL. Fig. 3 for choice of R3)

typical distortion (THD) is

<

2.5%. If lower sinowam dip

tortion I3 desired, additional sdjustmentr can be provided

an dercribed in the following section.

The circuit of Figure

1 1

can be convartod to sput supply operation simply by replacing alt ground ccnnectionr with

V . For split supply operation, R3 con be directly

connected to ground.

BI With External AiBJurtmeart

T h e harmonic content of ainusoidd output w1 be reduced

to 90.5% by additionat adjustments aa &own ixiPigum 12. The potentiometer R A adjusta the rine-shopinp rsrdstor;

nnd Rg providsr the fme-adjuament for the waveform symmetry. The idjiutment - d m is a3 follows:

I. Set RB 8 t mid-point and adjust RA for minimum die 2. With R A cat aa above, adjust RB to further reduca

tortion.

-

diatortion.

TRIANGU WAVE GEECEMTION

The c k d t t of F&um

11

and 12 u n ba converted to trian@e

wove generation by dmply open circuiting pim li and i4

(i.e., Si open). Amplitude of tho Mmgis ii approximately twice the rinewevc output.

FSX GENEIUTION

Figure 13 shows the circuit connection for s i n m i d i l PSI[

dlpid generation. Mark and apace frequencisr can òe indepen- dently adjwtcd by the choice of timuil -ton RI and R2;

and the output ir pham-conhuout during &andtiom. T h e keying signal ia applied to pin 9. The circuit can be converted

to rpllt-supply operation by &ply mpiadng &round with V.'

-

j

igure 13. Sinusoidal FSK Generator GENERATION

Fiyrs 14 e circuit for p u b and ramp wavsfom

entian. In thb mode of operation, the FSK keying temi-

(pin 9) ia rhorted t b the oguare-wave output (pin i

1);

and

ohs &uit automrücaiiy ?regaen Pa keys Itseif batwssn

two w p u atr fregwncim duin8 th ave urd negative adao output w ~ ~ f o ~ ~ . T h e pulrswidth aad tho duty cycle can k adjusted &am

1%

to 99% by €he chdcs of R I and W2. TI¶@

values of R I and R 2 ihculd be In the rmgp of i K i l to 2 Ma.

(35)

3H Y I :I# I In H 13 Sif O 1s 9 A IIidlOll Oi Indrci tlW IlY 3~ Ul NOU 11 *A b IndNI BUIIXIAUI J U LI , - I I W M I J S4 iI ) . JU LI i 3H tIIHIwon Cl I :tu tiiiwiiwvn ei 1OöiNO3 HIOIMONVS

in

0

Nld

t'c

-I e

(36)

ABSOLUTE MAXIMUM RATINGS

Voltage Between Vt and V- Tsrnirnalt

Oilferentiaî Input Voltage Psak Output Cunent intarrui Power Dissipation Storago Temperature Range

45.0Y 212.0v

Full Shcrt Circuit Protection 3û0mW -65% TA + 15OoC ELECTRICAL CHARACTERISTICS v+ = i 1 5 _VDC.

'

Bira Current * Offset Currant TRANSFER CHARACTEALSTICS * Larga Signai voitage Gain

(Notes 2 84 31

PQWfA SUPPLY CHARACTERISTICS

wyycy Current

* c - - I

PQWW Suppfy Rglectton Ratio

V-=-15VDC HA-2620

-55OC to t125Oi HA-2622 HA-2625 I

UNITS mV mV nA nA nA nA BAIL V

-

v/v viv d8 MHZ

-

V mA kH2

(37)

I1i1'111 I h W I i W i i I Y', IIhll l I l A I 1 I H I i l i l l :

SUGGESTED OFFSET ZERO

ADJUST AND BANOWIDTH CONTROL HOOK UP SLEW

TRANSIENT HESPONSE

(38)

HIGH IMPEDANCE COMPARATOR _INPUT_OFFBET_{VOLTAGE IIwi}_voiliistp_{wlw li}

W S t d&43lia<l hlWUlNl iliPUt ~ U i l i l l l l d ~ b

through two equal resistances to lorca the output

INPUT OFFSET CURRENT-The difference in the

currents info the two input terminoir when the

output II at zero voltage.

INPUT BlAS CURRENT-The average of the cur-

rents flowing into the input IEríTIiMlS when fha

output is at zero voltags.

INPUT COMMON MODE VOLTAGE -The averaga

derred to ground of the volta@3s at the two inwt

terminals.

COMMON MOOE RANGE-The ranw of voltages

which is exceeded at either input ierminel will

cause the amglifier to cease operating

COMMON MOOE REJECTION RAVIO-TII~ i a i i o

01 a sCu>ciliud raiiya, ol inwi common mqde volt~ga

fo the peak-io-peak chengg in input otfret voltage

over this ranp.

OUTPUT VOLTAGE SWtNG-The peak symmetri-

cal output wliag, swing. referred 10 ground, that

can tu obtained without clipping.

INPUT RESISTANCE-The ratio of the change in

input voltag. to the chanp in input curtent.

OUTPUT RESISTANCE-The ratio of the change in wipui wiraqe IO the changa in outpur currant.

VOLTAGE GAIN-The ratio of the chanqe in out-

put voltage to the changa in input v o l l a ~ e wo-

duong it.

which the wollege gain oí the am(>lifier is unity

of the changa in input offset voltaga to the changa

in power supply voltage producing st.

TRANSIENT RESPONSE-The closed loop step

function responsa of fhs amplifier under mail

rignd conditions.

the gain an? tho bandwvidth at a given win.

SLEW RATE (Rato Limitmgl-The rate at which

mrrasurqd in corms of volli per uiiit time This Iiniil

fo an ideal *fep function responsa is dua io the

non-linear 'behavior in an amplifier due to its

limited ability to produce large, rapid changr in

output voltopa (sieruing)

...

restricting it to rates of

change of voltage lower than might be pedtctad

by observing the small signal frequency responre.

voltaga to zero.

~

UNITY GAIN BANDHIIDTH-The Irqueiicy di

POWER SUPPLY REJECTION RATIO-The ralin

A

.

GAIN BANDWIDTH PRODUCT-The product of

the OMQX.fl Wilt fllQYB b8bWëil fat11 SC314 S W y S .

(39)

1 i

I * I

l

1 1

1 .

(40)

BIJLAGE

5.

i

I

+=

(41)

-... .

,

i.

(42)

!

(43)

RF/IF/ALIDIO AMPLIFIER

. . . an integrated circuit featuring wide-range AGC for use in RF/IF amplifiers and audio amplifiers over the temperature range, - 55 to

+ i25OC. See Motorola Application Note AN-5 13 for design details.

*

High Power Gain - 50 dB typ at 10 MHz 45 dB typ at 60 MHz

35 dB typ at 100 MHz

O WideRange AGC

-

60 d 8 min, dc to 60 MHz

0 Low Reverse Transfer Admittance

- <

10 pmhos typ a t 60 MHz

*

6.0 to 15-Volt Operation, SinglePolarity Power Supply

REPRESENVATIVE CIRCUIT SCHEMATIC

WIDEBAND AMPLIFIER WITH AGC SILICON MONOLITHJC INTEGRATED CIR GUIT

1

PIN CONNECTIONS

I

ME

I

chn G I O U M A G C ourpus input (-1 G SUFFIX T A L PACKP ,GE _U Subnrati TO-99 Ground CASE 601 PARAMETERS (VCC = +12 Vdc, T A = + 2 5 W i

Reverse Transfer -0 pmhos

I

Admirtance'

!

E',?

1

Goo! -20

I

!

'The value of Reverse Transfer Admittance includes

the feedhack admittance of the test circuht used in the measurement. The total feedback capaciiance fincluding test circuit) IS 0.025 pF and is a mole practical value for destgn caicuiations than the in- ternal feedback of thedevice alone. (See Figure 10.)

Parameter

I

Symbo I Coefficient Output Coefficient Forward Coefficient

(44)

ELECTRICAL CHARACTERISTICS ívrr = 12 Vdc, f = 60 MHz, BW = 1.0 MHz, TA = -55% to 125OC unless c t h e f w i s noted)

Symbol Min

1

TYP f Max Unit

hlc.1590

= 5.0 v to 7.0 v

uâpu? Stage Current

(Sum of Pins 5 and 6) I

'IGURE 1

-

UNNEUTRAL1ZED POWER GAIN versus FREQUENCY

(45)

TYPICAL CHARACTERISTICS

(V2 (AG(-) = O. VCC = 12 Vdc, TA = i25OC unless otherwise noted)

FIGURE 3

-

DYNAMIC RANGE: OUTPUT VOLTAGE VûrsuS

INPUT VOLTAGE t V k h Amplifmr. Sw Fiwurs 26)

10 7 0 5 0 Y)

9

z

20 2 g 10 2 o > 4 300 O 0.3 0.5 1.0 3.0 5.0 10 30 50 100 f. FREQUENCY (#Hi)

F1GURE 6

-

TYPICAL GAIN REDUCTION

venus AGC VOLTAGE

O 3.0 6.0 9.0 12 I5 18 21 24 27 30

VR(AGC). AGC VOLTAGE (Y&)

FIGURE 8 - FIXED TUNED POWER GAIN REDUCTION

80 70 - 60 m Z 50 40 z

5

30 20 10 O U

-

d cl u1 o O 2 0 4 0 6 0 8 0 10 12 14 16 Vcc. POWER SUPPLY VOLTAGE iVdc1

FIGURE 11 - NOISE FiGURE versus FREOUEMCY

10 9 0 8 0 0 70 3 6 0 E u 5 0 4 0 $ 3 0 2 0 10 O

-

m Y C Y z i5 20 25 30 35 40 50 60 70 80 YO 100 150 I, F R E a u E w r WIZ)

FIGURE 10

-

REVERSE TRANSFER ADMITTANCE V ~ ~ W S

FREQUENCY (See Parameter Tabîe. Page 1)

ö -50 g 4 0 iF E 3 w r c 5 4 -30 a w Y cn z , e w cn C 2 -20 5 -10 w a 2 10 20 30 41) 50 100 150 200 I, F R E a u E x c Y IMHZI

FIGURE 12

-

NOISE FIGURE v e r a s SOORCE RESiSTANCE

20 18 16 * 14 0

-

& 12 3

g

10

2

8 0 y> z 2 & 6 0 4 0 2 0 O 100 200 400 600 10 k 2OK 4Ok 1 0 k

Rs. SOURCE RESISTANCE IOhmst

(47)

TYPICAL CHARACTERISTiCS (continued) c1i

L~?GCJCL bL

FIGURE 14

-

SINGLE-ENDED OUTPUT ADMITTANCE

2.5

-

n I2 E 2.0 E

-

Lo U 2 5 1.5

=

s O a + 10 o 3 r- =I O 2 05 > O 20 30 40 60 80 100 150 200 1. FREQUENCY I M H d

FIGURE 16.- HARMONIC DISTORTION vetsus AGC GAIN

REDUCTION FOR AM CARRIER (For Test Circuit. See Figure 17)

I I I I . i I i I

Modulation 90% AM, lm = 1 O LHz Laad at Pin 5 = 2 O kíL

O 10 20 30 40 50 60 ?O 80

GAIN REDUCTION (dB1

FIGURE 18- Yz1, FORWARD TRANSFER ADMITTANCE

RECTANGULAR FORM

FIGURE 15

-

SINGLE-ENDED INPUT ADMITTANCE

10 9 0 2 8 0

-

3' 5 E 70 -z 6 0

'

5 0 U z c

o

2

4 0 3 0 f 2 0 3 a 10 0 200 60 80 100 20 30 40 I. FREûUENCY íMHi) FIGURE 17 - 70.7dnHz AMPLIFIER Gain = 55 d 3 . BW = 100 k H r

LI i 24 Turns N o 22AWC Wire

on a T I2 44 Yiao Meid Toroid Coir 1-124 pFi L2 - 20 iuinr No 22 AWG Wire

an a T 12 44 Mrro Meid TO<MOCB<OI-lW@F)

FIGURE 19

-

Yz1, FORWARD TRANSFER ADMITTANCE

POLAR FORM 200 +45 1 80 O u Ly 072 f fl60 -45

E

a E 140 -90 g 0 4 120 -135 5 -180

L

0 2 2 3

5

100 a 80 -225;; E u =

=.

k E I -270: 2 3 E a - o w - V u i - + o o = o e a w

2;

40 z - -315 f, N zo -360

-

O -105 5.0 10 20 50 100 ZOO 2.0 f. FREQUENCY (MHd 1. F REPUENCY (MHd

(48)

TYPICAL CHARACTERISTICS (continued)

FIGURE 20 - Sll ANO S22. INPUT AND OUTPUT

REFLECTION COEFFICIENT

FIGURE 22

-

+i, FORWARD TRANSMISSION

COEFFICIENT ;GAIN)

FIGURE 23

-

S12. REVERSE TRANSMISSION

(49)

FtGURE 31

-

OUTPUT VOLTAGE VBTSUS INPUT VOLTAGE 10 O 1

-

o5 c, 2 u 4 o 2 10 O o 2 E; o 1 2 OU7 > e 005 a O O 83 o o2 u o1 o 1 0 3 0.5 10 3Q 5 0 10 3Q 50 100 e,. INPUT VOLTAGE ImVl

TABLE

-

DISTORTION versus FREQUENCY

3 ' Note: ( 7 ) Decay = 300 6s ~ 1 . Attack = 20 ms (2) C x = 7 . 5 r F R x = O (Short1 (3) Decay = 20 ms Attack = 3 ms (4) C x -0.68rF R r = 1.5 k a THERMAL INFORMATION

The maximum power consumption an integrated circuit can toierate at a given operating ambient temperature, can be found from the equation:

Where: PD{T = Power Dissipation allowable at a

given operating ambiwt temperature. This must he greater than the sum of the products of the supply

A )

voltages and suppiy currents at the worst-case operating condition.

T J ( ~ ~ ~ ) = maximum Operating Junction

Temperature as listed in tbe Maximum Ratings Section

TA = Maximum Desired Operating Ambient

R@jA(Typ) = Typical Thermal Resistance

Tem perature

Junction to Ambient

I

-- +12 V

FIGURE 32 -OUTPUT CURRENT,

CURRENT MATCH AND lmFIXTURE

@

icc

C i r c u i t diagrams u t i l i z i n g M o t o r o l a p r o d u c t s are tncluded as a means is believed t o be entirely reliable. However, no responsibility 1s

of illustrating typical semiconductor appiicarions, consequently. assumed f o r inaccuracies Furthermore, such information does not

complete i n f o r m a t i o n sufficient for construction purposes is not convey to t h e purchaseg of t h e ~ e m i ~ o n d ~ c t o r devices described any n*cesrarily given The I n f o r m a t i o n has been carefullv checked and license under t h e patent rights of M o t o r o I a I n c or others

(50)

E

FllT

SYSTEMS, INC.

L

FE ATU R ES

&State Variable Filter bLP, BP, or HP Functions b2 Pole Response

b Low Noise Op Amps

b 16-Pin DIP

I . . 3%

b Low cost

GENERAL DESCRIPTION

?he FLT-U2 is a universal active filter manufactured with thick-film hybrid technology. It uses the state variabie active filter principle to implement a second order transfer function. Three committed operational amplifiers are used for the second order function wtfile a fourth uncommitted op amp can be used as a gain stage, summing amplifier. buffer amplifier, or to add another independent real pole. Two-pole lowpass, bandpass. and highpass output functions are available simultaneously from three different outputs, and notch and allpass functions are available by combining these outputs in the uncommitted op amp. To realize higher order filters, several FLT- U2’s can be cascaded. Q range is from

. O

1

to 1,000 and resonant frequency range is 0.001 Hz to 200 kHz. Frequen- cy stability is .Ol%/OC and resonant frequency accuracy is within 55% of calculated values. Frequency tuning is done by two external resistors and Q tuning by a third external resistor. For -resonant frequencies below 50 Hz two external tuning capacitors must be added. Exact tuning of the resonant frequency is done by varying one of the resistors around its calculated value. The internal op amps in the FLT-UZ have 3 MHr gain bandwidth products and a wideband input noise specifica-

+ 15Mc 3 14 13 7 5 10 4 11 I i O O 0 1 . 9 - 6 12 - - 15VDC 14 13 12 11 10 9

MECHANICAL DlMENSiONS CONNECTION

(51)

FILTER CHARACTERISTICS

Frequency Range' ... 0.001 Hz to 200 kHz

fo Accuracy ... 25%

fo Temperature Coefficient

. . .

O.Ol%/°C Voltage Gain' ... O 1 to 3.000 Q Rangel ... 0.1 to 1,000

L

AMPLIFIER CHARACTERISTICS

Input Offset Voltage ... . O 5 mV typ., 6 mV max Input Bias Current ... .'40 nA typ.,500 nA max input Offset Current . . . .5 nA typ., 200 nA max. Input impedance ... .5 Megohms

Input Voltage Noise, wideband .... 1 O n V / a Output Voltage Range ... .*?OV min. Output Current . . . . 3 m A min Open toop Voltage Gain . . . .300,000

Common Mode Rejection Ratio . . .lo0 d6 Power supply Rejection . . . 10 pv/v

Unity Gain Bandwidth ... .3 MHz Slew Rate ... .1 V/psec. input Corn. Mode Voltage Range

.

.*12V min.

POWER SUPPLY REQUIREMENT

Voltage, rated performance ... k 1 5 VDC Voltage Range, operating

_...

*5V to k t 8 V Quiescent Current

...

1 O mA max. PHYSiCAL-ENVIRONMENTAL

Operating Temperature Range .... O°C to 7OoC Storage Yemperature Range ... -25OC to +85OC Case ... .Ceramic 1 6-pin DIP

(double-spaced)

NOTE: 1. foQ 5 2 X 10'

ORDERING INFOR

PRICE (1-9)

THE FLT-U2 IS COVERED B Y GSA CONTRACT.

1 The FLTTU2 has simultaneous lowpass. bandpass, and highpass output functions The chosen output for a particular function will be at unity gain based on Tables I1

and Ill This means that the other two unused outputs will be at other gain levels The gain of the lowpass out-

put is always 10 dB higher than thegain of the bandpass output and 20 d 6 higher than the gain of the highpass output

2 When tuning the filter and checking i t over its frequency range, the outputs should be cliecked with a scope to

make sure there is no waveform clipping present, as this will affect the operation of the filter In particular the lowpass output should be checked since its gain is the highest

3 fl. the center frequency for bandpass and the cutoff frequency for lowpass or highpass, should be checked at the bandpass output Here the peaking frequencycan easily be determined.for high Q filters and the O' or

180' phase frequency can easily be determined for low Q filters (depending on whether inverting or noninvert- ing).

4 Tuning resistors should be 1 Y, metal film resistors with

1 O0 ppm/'C temperature stability or better for best

performance Likewise external tuning capacitors should be NPO ceramic or other stable capacitor types

The FLTrU2 block diagram is shown in Figure 7 This is a second order. state-variable filter ustng three operational amplifiers Lowpass, bandpass, and highpass transfer functions are simultaneously produced af its three output terminals. These three transfer functions are characterized by the following second order equations:

KI LOWPASS H(s) = S'+

=

s + 0 0 2 Q H(s) = KzS BANDPASS s2+

=

s + wo' Q H(s1 = K S ' HIGHPASS s*+ -s i- I102 Q

wheíe'Kr, K2, and K3 are arbitrary gain constants

A second order sysrem is characterized by the location of its poles in the s-plane as shown in Figure 2 The naturaL radian frequency of this system IS wo In Hertz this IS f o = s